第 8 章软开关的概念

第8章软开关的概念 8.1软开关的概念 8.2软开关技术的实现及其类型 8.3谐振电路 8.4准谐振和多谐振变换器 8.5软开关的PWM技术 8.6 零电压/电流转换PWM变换器返回

8.1软开关的概念 • 传统PWM变换器中的开关器件工作在硬开关状态，硬开关工作的四大缺陷妨碍了开关器件工作频率的提高, 它存在如下问题： • 1）开通和关断损耗大； • 2）感性关断问题 • 3）容性开通问题； • 4）二极管反向恢复问题；

为了提高变换器效率，减小变换器的重量体积，就必须解决上述的四个问题。为了提高变换器效率，减小变换器的重量体积，就必须解决上述的四个问题。 • 所谓软开关就是功率器件在零电压条件下导通（或关断），在零电流条件下关断（或导通）。与硬开关相比，软开关的功率器件在零电压、零电流条件下工作，功率器件开关损耗大大减小。 • 与此同时， du/dt和di/dt大为下降，提高了变换器的可靠性，由于软开关开关损耗很小，与硬开关相比，它可以工作于较高的工作频率，因此减小变换器的体积和重量，同时提高变换器的变换效率。

软开关的开通有以下几种方法 • 1）零电流开通：在开关管开通时，使其电流保持在零，或者限制电流的上升率，从而减小电流与电压的交叠区。从图8-2（a）可以看出，由于电流下降时间的提前，大大减少了电压与电流的重叠区间，因而开通损耗大大减小。 • 2）零电压开通：在开关管开通前，便其电压下降到零。从图8-2（b）可以看出，开通损耗基本减小到零。 • 3）同时做到零电流开通和零电压开通，在这种情况下，开通损耗为零。这种情况最为理想。图8-2 零电流开通和关断

软开关的关断几种方法 • 1）零电流关断：在开关管关断前，使其电流减小到零。 • 2）零电压关断：在开关管关断时，使其电压保持在零，或者限制电压的上升率，从而减小电流与电压的交叠区。 • 3）同时做到零电流关断和零电压关断，在这种情况下，关断损耗为零。返回

8.2软开关技术的实现及其类型 • 从谐振角度看，所谓谐振变换器或逆变器至少包含有一个谐振回路，谐振回路至少包含一个电感和一个电容，谐振电路的阶数决定于所包含的独立的储能元件数目。以谐振类型划分，软开关变换器有谐振型变换器、多谐振/准谐振变换器、零开关PWM变换器、零转换PWM变换器等；从拓扑结构上看，有电流型软开关变换器、电压型软开关变换器。

1）谐振型变换器 • 利用谐振现象，使电子开关器件上电压或电流按正弦规律变化，以创造零电压开通或零电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称为谐振变换器。它又可以分为全谐振型变换器、准谐振变换器和多谐振变换器三种类型。 • a）全谐振型变换器：一般称之为谐振变换器(Resonant converters)。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器(Series resonant converters, SRCs)和并联谐振变换器(Parallel resonant converters, PRCs)两类。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与谐振工作的全过程。该变换器与负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制方法。

b）准谐振变换器(Quasi-resonant converters, QRCs)；它是最早出现的软开关电路。其特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。无论是串联LC或并联LC都会产生准谐振，利用准谐振现象，使电子开关器件上的电压或电流按正弦规律变化，从而创造了零电压或零电流的条件，以这种技术为主导的变换器称为准谐振变换器。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器(Zero-current-switching Quasi-resonant converters, ZCS-QRCs)和零电压开关准谐振变换器(Zero-voltage-switching Quasi-resonant converters, ZVS-QRCs)。

c）多谐振变换器(Multi-resonant converters, MRCs)：其特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。多谐振变换器的谐振回路、参数可以超过两个、三个或更多，称为多谐振变换器。准谐振/多谐振单元与主开关的关系如图8-3所示。 a零电压开关准谐振电路；b零电流开关准谐振电路；c零电压开关多谐振电路图8-3 准谐振电路的基本开关单元

为保持输出电压不随输入电压变化而变化，不随负载变化而变化（或基本不变），谐振、准谐振和多谐振变换器主要靠调整开关频率，所以是调频系统。调频系统不如PWM开关变换器那样容易控制，这是因为调频系统是依靠L、C振荡使得电路产生谐振和准谐振的，功率器件所受的电压与电流的应力都要比相应的硬开关PWM变换电路功率器件承受的压力大，并且该应力随电路的Q值和负载变化而变化。调频系统是依靠改变开关频率来改变变换器的输出，开关频率大范围变化使得滤波器、变压器设计难以优化，干扰难以抑制，而且由于调频来调节输出，负载变化大时，相应的电压和电流调节范围比相应PWM变换电路窄，超前一定范围后，变换电路不能达到零电压或零电流开关条件。为保持输出电压不随输入电压变化而变化，不随负载变化而变化（或基本不变），谐振、准谐振和多谐振变换器主要靠调整开关频率，所以是调频系统。调频系统不如PWM开关变换器那样容易控制，这是因为调频系统是依靠L、C振荡使得电路产生谐振和准谐振的，功率器件所受的电压与电流的应力都要比相应的硬开关PWM变换电路功率器件承受的压力大，并且该应力随电路的Q值和负载变化而变化。调频系统是依靠改变开关频率来改变变换器的输出，开关频率大范围变化使得滤波器、变压器设计难以优化，干扰难以抑制，而且由于调频来调节输出，负载变化大时，相应的电压和电流调节范围比相应PWM变换电路窄，超前一定范围后，变换电路不能达到零电压或零电流开关条件。

2）零开关PWM变换器(Zero-switching-PWM-converters) • 分为零电压开关PWM变换器(Zero-voltage-switching PWM converters，ZVS PWM)和零电流开关PWM变换器(Zero-current-switching PWM converters，ZCS-PWM)。该类变换器是在准谐振/多谐振变换器的基础上，引入了辅助开关来控制谐振的开始时刻，使谐振仅发生于开关过程前后，实现恒定频率控制，即实现PWM控制。这样，变换器既有电压过零（或电流过零）控制的软开关特点，又有PWM恒频调宽的特点。这时谐振网络中的电感是与主开关串联的。与准谐振/多谐振变换器不同的是，谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/10~1/5，电压和电流基本上是方波，只是上升沿和下降沿较缓，开关承受的电压明显降低；电路可以采用开关频率固定的PWM控制方式。

a）零电压开关PWM电路的基本开关单元b）零电流开关PWM电路的基本开关单元a）零电压开关PWM电路的基本开关单元b）零电流开关PWM电路的基本开关单元图8-4 零开关PWM电路的基本开关单元

3）零转换PWM变换器(Zero-transition-converters) • 零转换－PWM变换器与零开关－PWM变换器并无本质上的差别，也是软开关与PWM的结合。采用辅助开关控制谐振的开始时刻，但谐振电路是与主开关并联的。它可分为零电压转换PWM变换器(Zero-voltage-transition PWM converters, ZVT PWM converters)和零电流开关PWM变换器(Zero-current-transition PWM converters, ZVT PWM converters)。这类变换器是软开关技术的又一个飞跃。它的特点是变换器工作在PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，在其它时间则停止工作，这样辅助谐振电路的损耗很小。其拓扑结构特点是谐振元件从能量交换主通道移开，电路在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态。电路中无功功率的交换被削减到最小，这使得电路效率有了进一步提高。

a零电压转换PWM电路的基本开关单元 • b零电流转换PWM电路的基本开关单元 • 图8-5 零转换PWM电路的基本开关单元返回

8.3谐振电路 • 1 串联谐振电路： • 串联谐振槽路如图8-6所示，其中是谐振电感Lr，是谐振电容Cr，谐振电感存在等效阻抗R，其导纳为图8-6 串联谐振电路

定义串联谐振电路的品质因数为

2 电压型串联谐振式逆变器 • 半桥电路如图8-8所示，当电路工作频率大于谐振频率时，电压超前电流相位，回路负载特性呈现感性，设某一时刻，开关管S1处于导通状态，负载中流过电流（如图8-8中实现表示）图8-8 感性负载时的工作过程

当S1关断时，由于电感的储能作用，将通过二极管D2续流，如图8-8所示。由于D2续流，IGBT（S2）EC之间的电压仅为二极管正向导通压降，S1承受电源电压，死区时间结束后，开通S2、D2承受反向电压而关断，如果能够正好在续流结束之前开通S2，则实现了零电压开通，二极管D2实现零电流关断。当S1关断时，由于电感的储能作用，将通过二极管D2续流，如图8-8所示。由于D2续流，IGBT（S2）EC之间的电压仅为二极管正向导通压降，S1承受电源电压，死区时间结束后，开通S2、D2承受反向电压而关断，如果能够正好在续流结束之前开通S2，则实现了零电压开通，二极管D2实现零电流关断。图8-9 容性负载时的工作过程

当电路工作频率小于谐振频率时，电流超前电压相位，回路负载特性呈现容性，设某一时刻，开关管S1处于导通状态，负载中流过电流（图8-9中用实线表示），由于电流超前电压相位，因此在S1仍导通时电流首先过零，之后电流通过二极管D1反向流通（图8-9中用虚线表示），如图8-9中所示。当电路工作频率小于谐振频率时，电流超前电压相位，回路负载特性呈现容性，设某一时刻，开关管S1处于导通状态，负载中流过电流（图8-9中用实线表示），由于电流超前电压相位，因此在S1仍导通时电流首先过零，之后电流通过二极管D1反向流通（图8-9中用虚线表示），如图8-9中所示。 • 二极管D1导通后，S1实际上已不起作用，当S1关断，S2导通时，D1将承受反向电压而强迫关断，关断过程中D1将产生较大的反向恢复电流，此恢复电流将通过D1、S2使电源短路，从而危及IGBT。当S2导通末期，电流再次提前反向，D2续流，此时如果S1导通，D2将承受反向电压而强迫关断，二极管D2反向恢复电流和S2使电源短路。 • 通过上面分析可以看出，当电路工作于容性状态时，IGBT的交替导通，由于二极管反向恢复电流较大，IGBT损耗较大，不适合频繁起动的工作场合，容易导致IGBT的损坏。当电路工作于感性状态时，IGBT可以实现零电压导通，开关损耗取决于电流滞后的角度。 • 因此，要让谐振回路工作于略感性负载的准谐振状态，保证电路的安全可靠工作。

负载串联电压谐振逆变器ansoft仿真 • 图1 负载谐振逆变器主电路Fig1 Series Load Resonant inverter Power man circuit

半桥负载串联谐振逆变器主电路如图1所示。三相交流电源经三相桥整流，电容滤波后，得到约520V左右的直流电源，此直流即为电压型串联谐振式逆变器的电源。谐振电容为，谐振电感为L，电阻为R。 • L、C1+C2和R构成了串联谐振电路。

谐振时负载电流和电压

谐振时C1上电压：

小于谐振频率时负载电压和电流

小于谐振频率时： T1电流及反并联二极管电流小于谐振频率时： T2电流及反并联二极管电流

小于谐振时 C1上电压小于谐振时 C2上电压

小于谐振频率时直流母线电流

大于谐振频率时负载电压和电流

一种基于直流母线电流的负载串联谐振逆变器谐振频率跟踪方法 谐振时母线电流

从上述分析可知，负载串联谐振逆变器的谐振频率跟踪问题，转化为直流母线电流大于零时间的问题，它与电流大小无关，只与电流极性有关，因此，直流母线电流极性判断可以通过过零比较器，母线电流正向流动时比较器输出高电平，反向流动时，比较器输出低电平，电路谐振时，比较器输出总为高电平，非谐振时，比较器输出为方波信号，工作频率越靠近谐振频率，输出方波的占空比越大，即低电平持续时间越短。比较器输出平均值作为谐振频率跟踪的依据，若比较器输出高电平幅度为，低电平为零，则低通滤波后的输出电压的幅度在之间，对应于非谐振频率和谐振频率。从上述分析可知，负载串联谐振逆变器的谐振频率跟踪问题，转化为直流母线电流大于零时间的问题，它与电流大小无关，只与电流极性有关，因此，直流母线电流极性判断可以通过过零比较器，母线电流正向流动时比较器输出高电平，反向流动时，比较器输出低电平，电路谐振时，比较器输出总为高电平，非谐振时，比较器输出为方波信号，工作频率越靠近谐振频率，输出方波的占空比越大，即低电平持续时间越短。比较器输出平均值作为谐振频率跟踪的依据，若比较器输出高电平幅度为，低电平为零，则低通滤波后的输出电压的幅度在之间，对应于非谐振频率和谐振频率。

控制流程图如图所示，由图中可以看出此法只需采样比较器输出平均值，通过周期性地增加或减少工作频率的，并观察、比较变动前后的比较器输出平均电压的大小，以决定下一步频率的增、减动作。假使输出较变动前大的话，则将频率继续朝同一方向变动；反之，若输出较变动前小的话，则表示需要在下一周期改变频率变动的方向。如此反复地扰动、观察及比较，使串联谐振逆变器工作到谐振点。控制流程图如图所示，由图中可以看出此法只需采样比较器输出平均值，通过周期性地增加或减少工作频率的，并观察、比较变动前后的比较器输出平均电压的大小，以决定下一步频率的增、减动作。假使输出较变动前大的话，则将频率继续朝同一方向变动；反之，若输出较变动前小的话，则表示需要在下一周期改变频率变动的方向。如此反复地扰动、观察及比较，使串联谐振逆变器工作到谐振点。

第 8 章 软开关的概念