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Electrónica de Comunicaciones

Electrónica de Comunicaciones. CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Osciladores. 3- Mezcladores y su uso en modulación y demodulación. 4- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Amplificadores de potencia para RF.

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  1. Electrónica de Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Osciladores. 3- Mezcladores y su uso en modulación y demodulación. 4- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Amplificadores de potencia para RF. 7- Moduladores. 8- Demoduladores. 9- Tipos y estructuras de receptores de RF. 10- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 11- Transceptores para radiocomunicaciones. ATE-UO EC mez 00

  2. Mezclador Señal de frecuencia f1 Señal de frecuencia f2 3- Mezcladores y su uso en modulación y demodulación Idea fundamental: Obtener una señal cuya frecuencia sea la suma o la diferencia de la frecuencia de otras dos • Señal de frecuencias (f1+ f2) y ½f1 - f2½ • O señal de frecuencia (f1 + f2) • O señal de frecuencia ½f1 - f2½ ATE-UO EC mez 01

  3. vD iD v1 = V1cosw1t vs + v2 = V2cosw2t Idea general Realización práctica sin terminal común en las fuentes - + + v1 + - vs R + v2 Teoría del mezclador con un diodo • Ecuaciones: • vs + vD = v1 + v2 • vs = R·iD • iD ≈kA·vD + kB·vD2 vs << vD, v1, v2 vD≈ v1 + v2 vs≈ R[0,5kBV12 + 0,5kBV22 + kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] • Nos sobran las componentes de continua y de frecuencias f1, f2 2f1 y 2f2 ATE-UO EC mez 02

  4. vD + v1 vs R + R1 R1 v2 R vs v1 v2 + + vD v1 + - - - Realización práctica con terminal común en las fuentes y la carga R vs + + + + + + - - Realización práctica sin transformador y con terminal común en las fuentes y la carga v2 Mezclador con un diodo. Realización práctica ATE-UO EC mez 03

  5. vD iD vD1 iD1 v1 + + v1 v1 + + vs R vs1 R + vs + v2 vs2 R v2 - + - - - iD2 vD2 + + + + + - - - Teoría del mezclador equilibrado con dos diodos • vs1≈ R[0,5kBV12 + 0,5kBV22 + kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] • vs2≈ R[0,5kBV12 + 0,5kBV22 - kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) - kBV1V2cos(w1+w2)t - kBV1V2cos(w1-w2)t] • vs = vs1 - vs2 = 2R[kAV1cosw1t + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] • Sólo nos sobra la componente de frecuencia f1 ATE-UO EC mez 04

  6. vD1 iD1 vD1 vs1 R + v1 v1 + + vs2 R vs iD1 + iD1 - iD2 iD2 v2 vD2 v1 v2 - + + - - - + vs R + + + + + + - - - - 1:1:1 1:1:1 iD2 vD2 Mezclador equilibrado con dos diodos. Realización práctica. vs = R·(iD1 - iD2) = vs1 - vs2 ATE-UO EC mez 05

  7. + + - - i13 vD1 iD1 + iD3 - vD3 + v1 v1 + + v13 R + vD4 iD4 v2 vs v24 R i24 - + - + - - iD2 vD2 + Teoría del mezclador doblemente equilibrado con cuatro diodos (I) Ecuaciones: iD= f(vD) ≈kA·vD + kB·vD2 iD1≈ f(v1 + v2) iD2≈ f(-v1 + v2) iD3≈ f(v1 - v2) iD4≈ f(-v1 - v2) vs = v13 - v24 = i13R - i24R = R[iD1 - iD3 - iD2 + iD4] vs≈ 4RkB[V1V2cos(w1+w2)t + V1V2cos(w1-w2)t] Finalmente sólo habrá componentes de (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 06

  8. + + v1 v1 v1 v1 + + + + R v2 R + v2 + vs - + vs v2 R - Teoría del mezclador doblemente equilibrado con cuatro diodos (II) Otra forma de realizar el conexionado de las fuentes y la carga Anterior Nueva Analizando las ecuaciones se obtiene lo mismo que en el caso anterior, por lo que sólo habrá componentes de (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 07

  9. + v1 1:1:1 vs R + - v2 1:1:1 + Mezclador doblementeequilibrado con cuatro diodos. Realización práctica (I) Primera implementación Anillo de diodos (normalmente diodos Schottky) ATE-UO EC mez 08

  10. + v1 + 1:1:1 v2 vs - R 1:1:1 + Mezclador doblementeequilibrado con cuatro diodos. Realización práctica (II) Segunda implementación Anillo de diodos (normalmente diodos Schottky) ATE-UO EC mez 09

  11. Mezclador Salida de IF (terminal I) Señal de RF (terminal R) Oscilador Local (terminal L) Circuito interno del módulo Módulos comerciales de mezcladores doblementeequilibrados (I) ATE-UO EC mez 10

  12. Módulos comerciales de mezcladores doblementeequilibrados (II) ATE-UO EC mez 11

  13. En todos los casos se ha supuesto que la carga era resistiva Lo normal es conectar un filtro a la salida vsde frecuencias (f1+ f2) y ½f1 - f2½ Mezclador ve1 de frecuencia f1 Frecuencia ½f1 - f2½ + ve2 de frecuencia f2 v1 vD vs Ze filtro + R v2 - + + - Carga de salida de un mezclador con diodos (I) • La Ze filtrono va a ser resistiva, sino que va a depender de la frecuencia • Hay que buscar un tipo de filtro con Ze filtroindependiente de la frecuencia. Se puede usar un diplexor ATE-UO EC mez 12

  14. L C Ze, Ye Ze1, Ye1 R C L Ze2, Ye2 R Carga de salida de un mezclador con diodos (II) Diplexor • Ecuaciones: • Ze1 = Ls + R/(RCs + 1) = (RLCs2 + Ls + R)/(RCs + 1) • Ze2 = 1/Cs + RLs/(Ls + R) = (RLCs2 + Ls + R)/[(Ls + R)Cs] • Ye1 = (RCs + 1)/(RLCs2 + Ls + R) • Ye2 = (Ls + R)Cs/(RLCs2 + Ls + R) • Ye = (LCs2 + 2RCs + 1)/(RLCs2 + Ls + R) • Ze = R·(LCs2 + Ls/R + 1)/(LCs2 + 2RCs + 1) Por tanto, para queZe = R hace falta: L/C = 2R2 ATE-UO EC mez 13

  15. L C [dB] R 10 ½vs2/ve½ ½vs1/ve½ + + + 0 ve vs1 vs2 C -10 - - - L -20 -30 R -40 0,1fC fC 10fC Carga de salida de un mezclador con diodos (III) Calculamos las funciones de transferencia • vs1/ve = 1/(LCs2 + Ls/R + 1) • vs2/ve = LCs2 /(LCs2 + Ls/R + 1) Sustituimos R = (L/2C)1/2: • vs1/ve = 1/(LCs2 + (2LC)1/2s + 1) • vs2/ve = LCs2 /(LCs2 + (2LC)1/2s + 1) ATE-UO EC mez 14

  16. [dB] 10 ½vs2/ve½ ½vs1/ve½ 0 -10 fdif fsum fC -20 -30 -40 0,1fC fC 10fC Carga de salida de un mezclador con diodos (IV) • ½vs1(jw)/ve(jw)½= ½1/(1 - LCw2 + j·(2LC)1/2w½ • ½vs2(jw)/ve(jw)½= ½-LCw2/(1 - LCw2 + j·(2LC)1/2w½ • Llamamos wCa lawtal que ½vs1(jw)/ve(jwC)½= ½vs2(jw)/ve(jwC)½ Entonces: wC= 1/(LC)1/2, fC = wC/2py½vs1/ve(jwC)½ = -3dB Conocidas las frecuencias fsum = f1 + f2 y fdif = ½f1 - f2½, fCdebe colocarse centrado entre ellas en el diagrama de Bode (que es logarítmico): fC = (fsum·fdif)1/2 Resumen: fC = (fsum·fdif)1/2 fC= 1/[2p(LC)1/2] L/C = 2R2 ATE-UO EC mez 15

  17. + VCC R v1 = V1cosw1t Realización práctica sin terminal común en las fuentes iC vs + + + v1 v2 = V2cosw2t vBE - + Idea general v2 - + vs Teoría del mezclador con un transistor bipolar • Ecuaciones: • vBE = v1 + v2 • vs = R·iC • iC ≈ISC +kA·vBE + kB·vBE2 IC (VEB=0) = -ISC vs≈ R[ISC +0,5kBV12 + 0,5kBV22 + kAV1cosw1t + kAV2cosw2t + 0,5kBV12cos(2w1t) + 0,5kBV22cos(2w2t) + kBV1V2cos(w1+w2)t + kBV1V2cos(w1-w2)t] • Nos sobran las componentes de continua y de frecuencias f1, f2 2f1 y 2f2 ATE-UO EC mez 16

  18. + VCC Polarización, pero manteniendo la operación no lineal R + VCC iC RB R + + iC iB v1 vBE - + + v2 vBE - v1 + - - + v2 + + vs vs Realización práctica con transformador Mezclador con un transistor bipolar. Realizaciones prácticas (I) ATE-UO EC mez 17

  19. + VCC Polarización, pero manteniendo la operación no lineal R + VCC iC R RB + + iC iB v1 vBE - + + + v1 v2 vBE - + v2 - - + + Realización práctica sin transformador. Ahora vBE = v1 - v2,pero las componentes finales son las mismas vs vs Mezclador con un transistor bipolar. Realizaciones prácticas (II) ¡Ojo: circula continua por esta fuente de alterna! ATE-UO EC mez 18

  20. Circuito resonante + VCC + VCC RC LR RB CR RB CB v1 v1 + + - vs + + R + v2 v2 Mezclador con un transistor bipolar. Realizaciones prácticas (III) Filtrado de la frecuencia deseada ATE-UO EC mez 19

  21. Mezclador con varios transistores bipolares • Se puede conseguir cancelación de componentes indeseadas por simetrías • Montajes equilibrados y doblemente equilibrados • Sólo nos sobra la componente de frecuencia f1. Se cancelan las de f2 2f1 y 2f2 Ejemplo de mezclador equilibrado Q1 iC1 + v2 + vBE1 + v1 + - VCC vS - vBE2 - R + 1:1:1 1:1:1 Q2 iC2 ATE-UO EC mez 20

  22. Teoría general del mezclador con un transistor de efecto de campo (JFET, MOSFET o MESFET) (I) Diapositiva de la asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos” ATE-UO EC mez 21

  23. Teoría general del mezclador con un transistor de efecto de campo (JFET, MOSFET o MESFET) (II) Otra diapositiva de la asignatura “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos” ATE-UO EC mez 22

  24. Sólo hemos considerado estos términos, pero hay más Prácticamente sólo hay estos términos Teoría general del mezclador con un transistor de efecto de campo (JFET, MOSFET o MESFET) (III) • Ecuaciones del transistor bipolar: iC=ISC - aFISE + aFISEeVBE/VT≈ISC +kA·vBE + kB·vBE2 + kC·vBE3 + kD·vBE4 + … • Ecuaciones del transistor de efecto de campo: IDPO» ID0PO·(1 + VGS/VPO)2 = ID0PO + 2ID0PO VGS/VPO + ID0PO·(VGS/VPO)2 • Un transistor de efecto de campo tiene una respuesta “más cuadrática” Þ Sirve mejor para hacer mezcladores ATE-UO EC mez 23

  25. + VCC LR Circuito resonante CR C1 C3 + v1 RG C2 + - R RS v2 + vs Mezclador con un JFET. Realización práctica ATE-UO EC mez 24

  26. CS RS vS v2 + + v1 + VCC RS - CS R 1:1:1 1:1:1 Mezclador con dos JFETs. Realización práctica (I) Ejemplo de mezclador equilibrado con dos JFETs (I) • Sólo habrá componentes de f1, (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 25

  27. RS CS + + v1 + vS - VCC R v2 1:1:1 1:1:1 Mezclador con dos JFETs. Realización práctica (II) Ejemplo de mezclador equilibrado con dos JFETs (II) • Sólo habrá componentes de f1, (f1+f2) y de ½f1-f2½ ATE-UO EC mez 26

  28. Ejemplos de esquemas reales de mezcladores equilibrados con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (I) ATE-UO EC mez 27

  29. Ejemplos de esquemas reales de mezcladores equilibrados con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001) (II) ATE-UO EC mez 28

  30. D G2 G1 S El MOSFET de doble puerta (dual gate MOSFET o Tetrode) D D2 G2 S2 (deplexión) D1 Circuito equivalente Estructura interna S1 G1 S • Se usan para hacer amplificadores de ganancia controlada (en montaje cascodo) • También se usan para hacer mezcladores por el buen aislamiento entre los “puertos” de entrada (las dos puertas) ATE-UO EC mez 29

  31. + VCC LR Circuito resonante CR D C2 G2 C3 C1 + R G1 S - v1 + RG2 + RG1 RS v2 CS vs Mezclador con un MOSFET de doble puerta ATE-UO EC mez 30

  32. Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (I) ATE-UO EC mez 31

  33. Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (II) ATE-UO EC mez 32

  34. Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (III) BF961 VG2S = 4 V ATE-UO EC mez 33

  35. Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (IV) BF998 ATE-UO EC mez 34

  36. Ejemplos de MOSFET de doble puerta comerciales (V) BF998 Comportamiento frente a la tensión en cada una de las puertas ATE-UO EC mez 35

  37. + VCC iC1 iC2 R R vs - + Q1 Q2 + + + + vBE1 vBE2 vd vB2 + - - - - vB1 - iO - VCC Teoría básica de una etapa diferencial (I) • Ecuaciones: iC1 ≈ Ise vBE1/VTiC2 ≈ ISevBE2/VT iO=iC1/a +iC2/a vd = vB1 - vB2 = vBE1 - vBE2 Por tanto: iC1 ≈ aiO/(1+e-vd/VT) iC2 ≈ aiO/(1+evd/VT) ATE-UO EC mez 36

  38. + VCC iC1 iC2 R R iC2/(aiO) iC1/(aiO) vs 1,5 - + Q1 Q2 1 0,5 + vd 0 - -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 vd/VT iO - VCC Teoría básica de una etapa diferencial (II) iC1/(aiO) ≈ 1/(1 +e-vd/VT) iC2/(aiO) ≈ 1/(1 +evd/VT) Se observa que ambas funciones son muy lineales alrededor de vd/VT = 0 iC1/(aiO) ≈ 0,5 + 0,25vd/VT iC2/(aiO) ≈ 0,5 - 0,25vd/VT Expresión válida para -1 < vd/VT < 1 ATE-UO EC mez 37

  39. + VCC iC1 iC2 iO R R iO vs - VCC - + Q1 Q2 - VCC + vd - iO - VCC Teoría básica de una etapa diferencial (III) iC1 ≈ aiO0,5 + 0,25aiOvd/VT iC2≈ aiO0,5 - 0,25aiOvd/VT vs= R·(iC2 - iC1) ≈ -0,5RaiOvd/VT Luego: vs = -0,5RaiOvd/VT Es decir, la tensión de salida es producto de la tensión de entrada y del valor de la fuente de corriente ATE-UO EC mez 38

  40. + VCC iC1 iC2 R R vs - + Q1 Q2 + v1 iO Componente de frecuencia f1 Q3 v2 + Componente de frecuencia f1+f2 - VCC 0,6 V Componente de frecuencia ½f1-f2½ La etapa diferencial como mezclador (I) Hacemos: vd= v1 = V1cosw1t iO = IOdc + gOV2cosw2t Por tanto: vs= -(0,5RaIOdc/VT)·(V1cosw1t) -(0,5RagO/VT)·(V1cosw1t)·(V2cosw2t) vs = -(0,5RaIOdc/VT)·V1cosw1t -(0,25RagO/VT)·V1V2cos(w1 + w2)t -(0,25RagO/VT)·V1V2cos(w1 - w2)t Es decir: ATE-UO EC mez 39

  41. 1:1:1 + VCC + Q1 2:1:1 Q2 vS + VCC + - v1 R3 R1 C2 Q3 + v2 C1 C3 R2 R4 R5 La etapa diferencial como mezclador (II) ATE-UO EC mez 40

  42. Condensadores para cancelar la reactancia magnetizante del transformador Circuito integrado CA3028 Ejemplo de esquema real de mezclador con etapa diferencial (obtenidos de una nota de aplicación de Intersil) ATE-UO EC mez 41

  43. + VCC i1 i2 R R iC11 iC12 iC21 iC22 - + Q11 Q21 Q12 Q22 vs + v1 iC2 iC1 Q1 Q2 + v2 IO - VCC Teoría básica de la célula de Gilbert (I) ATE-UO EC mez 42

  44. Teoría básica de la célula de Gilbert (II) Ecuaciones: vs = (i2 - i1)R = (iC12 + iC22 - iC11 - iC21)R iC11 ≈ aiC10,5 + 0,25aiC1v1/VT iC12 ≈ aiC10,5 - 0,25aiC1v1/VT iC21 ≈ aiC20,5 - 0,25aiC2v1/VT iC22 ≈ aiC20,5 + 0,25aiC2v1/VT iC1 ≈ aIO0,5 + 0,25aIOv2/VT iC2 ≈ aIO0,5 - 0,25aIOv2/VT Por tanto: iC12- iC11 ≈ -0,5aiC1v1/VT = -0,25a2IOv1/VT - 0,125a2IOv1v2/VT2 iC22- iC21 ≈ 0,5aiC2v1/VT = 0,25a2IOv1/VT - 0,125a2IOv1v2/VT2 vs = - 0,25a2RIOv1v2/VT2 ATE-UO EC mez 43

  45. Componente de frecuencia f1+f2 Componente de frecuencia ½f1-f2½ La célula de Gilbert como mezclador (I) vs = - 0,25a2RIOv1v2/VT2 Hacemos: v1 = V1cosw1t v2 = V2cosw2t Por tanto: vs = -(0,25a2RIO/VT2)·(V1cosw1t)·(V2cosw2t) vs = -(0,125a2RIO/VT2)·V1V2cos(w1 + w2)t -(0,125a2RIO/VT2)·V1V2cos(w1 - w2)t Es decir: ATE-UO EC mez 44

  46. + VCC + vS - v1 + 1:1:1 + Vp1 2:1:1 + v2 + Vp2 2:1:1 La célula de Gilbert como mezclador (II) Para que la etapa esté correctamente polarizada: VCC > Vp1 > Vp2 ATE-UO EC mez 45

  47. + VCC + vS - 1:1:1 + Vp1 v1 + 1:1 v2 + + Vp2 1:1 La célula de Gilbert como mezclador (III) Otra forma de introducir las señales (asimétrica) VCC > Vp1 > Vp2 ATE-UO EC mez 46

  48. Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (NE602) (I) Error de dibujo del fabricante ATE-UO EC mez 47

  49. Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (II) ATE-UO EC mez 48

  50. Ejemplo de mezclador con célula de Gilbert: el SA602A (III) ATE-UO EC mez 49

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