5.2 负反馈对放大器性能的影响

1. 第五章 放大器中的负反馈 5.1 反馈放大器的基本概念 5.2 负反馈对放大器性能的影响 5.3 负反馈放大器的性能分析 5.4 深度负反馈 5.5 负反馈放大器的稳定性 退出

2. xi xi xo 基本放大器A xf 净输入信号 输入信号 反馈网络kf 输出信号 反馈信号 5.1 反馈放大器的基本概念 5.1.1 反馈放大器的组成 将放大器输出信号的一部分或全部，通过反馈网络回送到电路输入端，并对输入信号进行调整，所形成的闭合回路即反馈放大器。 • 反馈放大器组成框图 退出

3. xi xi xo 开环增益 xf 反馈系数 基本放大器A 反馈网络kf • 反馈放大器增益一般表达式 闭环增益 反馈深度 环路增益 反馈深度F（或环路增益T）是衡量反馈强弱的一项重要指标。其值直接影响电路性能。 退出

4. 说明 • 反馈极性 由于净输入信号 • 若xf 削弱了xi，使xi < xi 负反馈 • 若xf 增强了xi，使xi > xi 正反馈 • 负反馈具有自动调整作用，可改善放大器性能。 例：某原因 负反馈的自动调整作用是以牺牲增益为代价的。 • 正反馈使放大器工作不稳定，多用于振荡器中。 退出

5. A A kf kf xi + - xi io xi xi RL vo RL xf xf 5.1.2 四种类型负反馈放大器 • 根据输出端连接方式 • 电压反馈 在输出端，凡反馈网络与基本放大器并接，反馈信号取自负载上输出电压的反馈称为电压反馈。 输出量 xo = vo • 电流反馈 在输出端，凡反馈网络与基本放大器串接，反馈信号取自负载中输出电流的反馈称为电流反馈。 输出量 xo = io 退出

6. A A ii ii  RS +- +- +- iS if xo vs vi vi xo RS kf kf +- vf • 根据输入端连接方式 • 串联反馈 在输入端，反馈网络与基本放大器串接，反馈信号以电压vf 的形式出现，并在输入端进行电压比较，即vi= vi-vf。 • 并联反馈 在输入端，反馈网络与基本放大器并接，反馈信号以电流if 的形式出现，并在输入端进行电流比较，即ii = ii-if。 退出

7. RS + - +- +- +- vs vi vi Av RL vo 开环电压增益 电压反馈系数 +- vf kfv 闭环电压增益 ii ii  + - 开环互阻增益 iS if Ar RL vo RS 互导反馈系数 kfg 闭环互阻增益 • 四种类型负反馈放大器增益表达式 • 电压串联负反馈 • 电压并联负反馈 退出

8. RS +- +- +- io vs vi vi Ag RL 开环互导增益 互阻反馈系数 +- vf kfr 闭环互导增益 ii ii  io iS if Ai RL RS 开环电流增益 电流反馈系数 kfi 闭环互阻增益 注意：不同反馈类型对应不同输入、输出电量，因此不同类 型反馈电路的A、kf 、Af含义不同。 • 电流串联负反馈 • 电流并联负反馈 退出

9. xi A xi xo xf kf VCC VCC RB1 RC RC Rf vo + - vo +- vi vi RB2 RE 5.1.2 反馈极性与类型的判别 • 判断是否为反馈电路 看电路输出与输入之间是否接有元件，若有则为反馈电路，该元件即为反馈元件。 例1 例2 Rf为反馈元件。 RE为反馈元件。 退出

10. ii ii  io RS + - +- +- +- vs vi vi Av RL vo iS if Ai RL RS +- vf kfv kfi • 判断反馈类型 —采用短路法 • 判断电压与电流反馈 假设输出端交流短路，若反馈信号消失，则为电压反馈；反之为电流反馈。 • 判断串联与并联反馈 假设输入端交流短路，若反馈作用消失，则为并联反馈；反之为串联反馈。 退出

11. xi xi A xo xf kf ？ 经A 经kf ？ • 设vi 瞬时极性为 判断vo 判断xf ？ ？ • 判断反馈极性 —采用瞬时极性法 用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性，或用箭头表示各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法。 • 比较xf 与xi 的极性 （ xi=xi-xf ） 若xf 与xi同相，使xi减小的，为负反馈； 若xf 与xi反相，使xi增大的，为正反馈。 退出

12. 说明 • 用瞬时极性法比较xf 与xi 极性时： • 若是串联反馈：则直接用电压进行比较（vi=vi-vf ）。 • 若是并联反馈：则需根据电压的瞬时极性，标出相关支路 的电流流向，然后用电流进行比较（ii=ii-if ）。 • 按交、直流性质分： • 直流反馈： 反馈信号为直流量，用于稳定电路静态工作点。 • 交流反馈： 反馈信号为交流量，用于改善放大器动态性能。 • 多级放大器中的反馈： • 局部反馈： 反馈由本级输出信号产生，可忽略。 • 越级反馈： 输出信号跨越一个以上放大级向输入端传送的称为级间（或越级）反馈。 退出

13. VCC RC RC + - + - + - vo + - vo Rf vi vi Rf Rf • 假设vi瞬时极性为 →则vc为 ○ ○ - - ○ ○ + + 例1判断电路的反馈极性和反馈类型。 if ii ib 分析： • 假设输出端交流短路， Rf引入的反馈消失 电压反馈。 • 假设输入端交流短路， Rf 的反馈作用消失 并联反馈。 →形成的if 方向如图示。 因净输入电流 ib= ii-if < ii 负反馈。 结论：Rf引入电压并联负反馈 退出

14. RB1 RC + - vo +- vi RB2 RE VCC RB1 RC + - →则ve（即vf ）极性为 vo +- • 假设vi瞬时极性为 vi RB2 RE ○ ○ ○ ○ + + + + 例2判断图示电路的反馈极性和反馈类型。 分析： • 假设输出端交流短路， RE上的反馈依然存在 电流反馈。 • 假设输入端交流短路， RE上的反馈没有消失 串联反馈。 因净输入电压 vbe= vi-vf < vi 负反馈。 结论：RE引入电流串联负反馈 退出

15. VCC VCC RB RC1 RC2 RB RC1 RC2 - + - + A A + - + - + - + - vo vo vi vi Rf RE1 RE2 RE1 Rf RE2 Rf Rf R1 R1 +- vo vo vs +- ○ ○ ○ ○ ○ ○ - - - - - - vs ○ ○ ○ ○ ○ ○ + + + + + + 例3判断下列电路的反馈极性和反馈类型。 电流并联负反馈 电流串联正反馈 电压串联负反馈 电压并联负反馈 退出

16. VCC RC3 RC1 RC2 vo Rs T3 vi T1 T2 Rf R1 RE2 VEE VCC RC1 RE RC2 Rf T3 RS vi T1 T2 vo ○ ○ - - R1 RC3 ○ ○ ○ ○ ○ + + + + + VEE 例4判断下列电路的反馈极性和反馈类型。 电流串联负反馈 电流并联负反馈 退出

17. VCC RD1 RD2 + - vo + - vi RG RS1 Rf RS2 VCC RD1 RD2 + - vo + - vi RG Rf RS2 RS1 ○ ○ - - ○ ○ ○ ○ ○ + + + + + 例4判断下列电路的反馈极性和反馈类型。 电压并联正反馈 电压串联负反馈 退出

18. 由 得知： 注：当取源增益时，上式依然成立，即 定义 由 得 (2)(1)得 5.2 负反馈对放大器性能的影响 5.2.1 降低增益 反馈越深，电路增益越小。 5.2.2 减小增益灵敏度（或提高增益稳定性） ----(1) ----(2) 反馈越深，增益灵敏度越小。 退出

19. ii + - + - xo Ri A vi Rs vi + - vs 基放输入电阻 + - vf kf 环路增益 结论 引入串联反馈，反馈越深，输入电阻越大。 5.2.3 改变输入、输出电阻 • 输入电阻 • 串联反馈 反馈电路输入电阻： 退出

20. ii ii 基放输入电阻 + - if Ri A 环路增益 vi is Rs kf xo 结论 引入并联反馈，反馈越深，输入电阻越小。 • 并联反馈 反馈电路输入电阻： 退出

21. xs + - Ro xs 基放 Ast xs xf + - RL vo 反馈网络 i 令xs=0 xs + - Ro 基放 Ast xs + - 由图 xf v 反馈网络 结论 引入电压反馈，反馈越深，输出电阻越小，vo越稳定。 • 输出电阻 • 电压反馈 Ro ：考虑反馈网络负载效应后，基放输出电阻。 Ast ：负载开路时，基本放大器源增益。 由定义得Rof电路模型： 得 退出

22. io xs 基放 xs Ro Asn xs xf RL 反馈网络 i 令xs=0 xs 基放 Ro 由图 Asn xs + - xf v 反馈网络 结论 引入电流反馈，反馈越深，输出电阻越大，io越稳定。 • 电流反馈 Ro ：考虑反馈网络负载效应后，基放输出电阻。 Asn ：负载短路时，基本放大器源增益。 由定义得Rof电路模型： 得 退出

23. 设基放为单极点系统： 则 若反馈网络反馈系数为： 则闭环系统： 5.2.4 减小频率失真（或扩展通频带） 由于负反馈降低了电路增益灵敏度，因此放大器可在更宽的通频带范围内维持增益不变。 其中： 单极点系统引入负反馈后，反馈越深，上限角频率越大、增益越小，但其增益带宽积维持不变。 注意：通频带的扩展是以降低增益为代价的。 退出

24. vf vi vo 基本放大器 反馈网络 5.2.5 减小非线性失真 vi 例如：一基本放大器， 输入正弦信号时，输出产生失真。 引入负反馈 vo失真减小。 注意：负反馈只能减小反馈环内的失真，若输入 信号本身产生失真，反馈电路无能为力。 退出

25. 5.2.6 噪声性能不变 同减小非线性失真一样，引入负反馈可减小噪声。 注意：负反馈在减小噪声的同时，有用信号以同样的倍数 在减小，其信噪比不变。 因此，引入负反馈放大器噪声性能不变。 综上所述，负反馈对放大器性能影响主要表现为： • 降低增益 • 减小增益灵敏度（或提高增益稳定性） • 改变电路输入、输出电阻 • 减小频率失真（或扩展通频带） • 减小非线性失真 • 噪声性能不变 退出

26. 应引入电压负反馈。 若要求电路vo稳定或Ro小 应引入电流负反馈。 若要求电路io稳定或Ro大 若要求Ri大或从信号源索取的电流小 引入串联负反馈。 若要求Ri小或从信号源索取的电流大 引入并联负反馈。 若电路采用RS较小的电压源激励 应引入串联负反馈 若电路采用RS较大的电流源激励 应引入并联负反馈 基本放大器引入负反馈的原则 • 在电路输出端 • 在电路输入端 • 反馈效果与信号源内阻RS的关系 退出

27. xo xo +- + - +- Rs vi Ri A + - 则 vi Ri A + - vi is vi vs +- Rs +- vf kf vf kf （电压源激励） 则 恒定 （电流源激励） 反馈效果与RS关系的说明： • 串联负反馈 • 采用电压源激励时，若RS0 由于vS恒定，则vf 的变化量全部转化为vi的变化量，此时反馈效果最强。 • 采用电流源激励时，若RS 由于iS恒定，vi固定不变，结果导致反馈作用消失。 退出

28. 则 （电流源激励） ii ii ii ii xo xo +- if if vi Ri A 恒定 Rs Ri A 则 is + - Rs vs kf kf （电压源激励） • 并联负反馈 • 采用电流源激励时，若RS 由于iS恒定，则if 的变化量全部转化为ii的变化量，此时反馈效果最强。 • 采用电压源激励时，若RS0 由于vi固定不变，结果导致反馈作用消失。 退出

29. 将 或 称深度负反馈条件 增益： 或 5.4 深度负反馈 • 深度负反馈条件 当电路满足深度负反馈条件时： 串联反馈电路输入电阻： 并联反馈电路输入电阻： 电压反馈电路输出电阻： 电流反馈电路输出电阻： 退出

30. 深度负反馈条件下Avf 的估算 分析步骤: • 根据反馈类型确定kf含义，并计算kf 若串联反馈：将输入端交流开路 计算此时xo产生的xf 若并联反馈：将输入端交流短路 则反馈系数 kf = xf / xo • 确定Afs(= xo / xs)含义，并计算Afs = 1/ kf • 将Afs转换成Avfs= vo / vs 退出

31. T2 T1 + - RC1 vo RS RC2 RL +- +- Rf RE1 vs vf 则 因此 例1 图示电路，试在深度负反馈条件下估算Avfs 解： 该电路为电压串联负反馈放大器。 将输入端交流开路，即将T1管射极断开： 退出

32. T2 io T1 + - RC1 vo RS is RC2 RL Rf if RE2 例2 图示电路，试在深度负反馈条件下估算Avfs 解： 该电路为电流并联负反馈放大器。 将输入端交流短路，即将T1管基极交流接地： 则 因此 退出

33. if Rf R1 - + - + 则 A A +- vo vs 因此 （图1） Rf vf - + R1 vo 则 +- vs 因此 （图2） 例3 图示电路，试在深度负反馈条件下估算Avfs (1)解： 该电路为电压并联负反馈。 将反相输入端交流接地： (2)解： 该电路为电压串联负反馈。 将反相输入端交流开路： 退出

34. 若在某一频率上 自激振幅条件 自激相位条件 说明 5.5 负反馈放大器的稳定性 实际上，放大器在中频区施加负反馈时，有可能因Akf在高频区的附加相移使负反馈变为正反馈，引起电路自激。 5.5.1 判别稳定性的准则 反馈放大器频率特性： 放大器自激 自激时，即使xi=0，但由于xi= xf，因此反馈电路在无输入时，仍有信号输出。 退出

35. 当 或 时， • 或当 时， 或 • 当 时，相位裕量 • 当 时，增益裕量 • 不自激条件 注意：只要设法破坏自激的振幅条件或相位条件之一， 放大器就不会产生自激。 • 稳定裕量 要保证负反馈放大器稳定工作，还需使它远离自激状态，远离程度可用稳定裕量表示。 g—增益交界角频率；—相位交界角频率。 退出

36. 得 由 若 放大器稳定工作 若 放大器工作不稳定 • 相位裕量图解分析法 假设放大器施加的是电阻性反馈，kf为实数： • 在A()或T()波特图上——找g 在A()波特图上，作1/kf (dB)的水平线，交点即g 注：1/kf (dB)的水平线称增益线。 在T()波特图上，与水平轴[T()=0dB]的交点，即g • 根据g在相频曲线上——找T(g) • 判断相位裕量 退出

37. A()/dB (1/kf )dB o  T() o  -90o T(g) -180o （4） 由于 因此电路稳定工作，不自激。 例1 已知A(j)波特图，判断电路是否自激。 g  分析： （1）在A()波特图上作1/kf (dB)的水平线。 （2）找出交点，即g （3）在T()波特图上，找出T(g) 退出

38. T()/dB o  g T() o  -180o T(g)  （3） 由于 ，因此电路自激。 例2 已知T(j)波特图，判断电路是否自激。 分析： （1）由T()波特图与横轴的交点，找出g （2）由g在T()波特图上，找出T(g) 退出

39. A( )/dB 80 -20dB/十倍频 60 -40dB/十倍频 40 20 -60dB/十倍频  0 p1 p2 p3 g A( ) 0.1p1 p1 p2 p3 10p3  0 - 90  - 180 - 270 则 • 利用幅频特性渐近波特图判别稳定性 一无零三极系统波特图如下，分析g落在何处系统稳定。 • P2=10P1，P3 =10P2 只要g落在斜率为： （-20dB/十倍频）的下降段内， 或g落在P1与P2之间 放大器必稳定工作。 退出

40. A( )/dB 80 -20dB/十倍频 60 -40dB/十倍频 40 20 -60dB/十倍频  0 p1 p2 p3 A( ) 0.1p1 p1 p2 p3 10p3  0 - 90 - 180 - 270  • P2=10P1，将P3 靠近P2 由于|T(P2)| 则g落在P1与P2之间时，放大器依然稳定工作。 退出

41. A( )/dB 80 -20dB/十倍频 60 -40dB/十倍频 40 20 -60dB/十倍频  0 p1 p2 p3 A( ) 0.1p1 p1 p2 p3 10p3  0 - 90 - 180 - 270 • 将P2 靠近P1 由于|T(P2)| 上述结论不成立  结论：在多极点的低通系统中，若P3 10P2，则只要g落在斜率为（-20dB/十倍频）的下降段内，或g落在P1与P2之间，放大器必稳定工作。 退出

42. 在中频区，反馈系数kf 越大，反馈越深，电路性能越好。 在高频区，kf 越大，相位裕量越小，放大器工作越不稳定； 解决方法：采用相位补偿技术。 5.5.2 集成运放的相位补偿技术 相位补偿基本思想： 在中频增益AI基本不变的前提下，设法拉长P1与P2之间的间距，或加长斜率为“-20 dB/十倍频”线段的长度，使得kf增大时，仍能获得所需的相位裕量。 退出

43. R Adi C C A( )/dB 20lg(1/kf) AvdI d  0 p1 p2 p3 • 滞后补偿技术 • 简单电容补偿 —降低P1 补偿方法：将补偿电容C并接在集成运放产生第一个极点角频率的节点上，使P1降低到d 。 P1降低到d反馈增益线下移稳定工作允许的kf增大。 退出

44. A( )/dB AvdI 20lg(1/kfv)  0 d0 p1 p2 p3 十倍频 d 全补偿 (C用 CS表示) d与kf 之间的关系： 由图 整理得 • kfv d 反馈电路稳定性，但H 。 • kfv=1时， 此时kfv无论取何值，电路均可稳定工作。 退出

45. Avd(f)/dB 1 100 kfv 80 60 40 20 f 0 fp1 fp2 fp3 1 (dB) 80dB kfv 例1：一集成运放AvdI=105 ，fP1=200Hz， fP2=2MHz， fP3=20MHz，产生fP1节点上等效电路R1=200K，接成同相放大器，采用简单电容补偿。 （1）求未补偿前，同相放大器提供的最小增益？ 解： 根据题意，可画出运放的幅频渐近波特图。 未补偿前，为保证稳定工作: 即 Avfmin= 104 退出

46. 由 Avf= 10 得 kfv= 0.1 则 由 得 由 得 由 Avf= 1 得 kfv= 1 则 （2）若要求Avf =10，求所需的补偿电容C =？ 解： （3）若要求Avf =1， 求所需的补偿电容CS =？ 解： 退出

47. 简单电容补偿缺点： 补偿电容C数值较大（F量级），集成较困难。 • 密勒电容补偿 —降低P1、增大P2 补偿方法：将补偿电容C跨接在三极管B极与C极之间，利用密勒倍增效应，使P1降低、P2增大，拉长P1与P2之间的间距。这种补偿方法又称极点分离术。（分析略） 密勒电容补偿优点： 用较小的电容（PF量级），即可达到补偿目的。 退出

48. - + A C Rf R1 R2 Vo(s) +- Vs (s) • 超前补偿技术 —引入幻想零点 补偿思路：在P2附近，引入一个具有超前相移的零点，以抵消原来的滞后相移，使得在不降低P1的前提下，拉长P1与P2之间的间距。 补偿方法： • 在反馈电阻Rf上并接补偿电容C。 则 其中 退出

49. A( )/dB AvdI  0 p1 p2 p3 假设运放为无零三极系统，且 P1<P2 < P3 选择合适的C，使 利用零点角频率Z将P2抵消，可将斜率为“-20dB/十倍频”的下降段，延长到P3。 -20dB/十倍频 退出

50. VCC 密勒电容补偿 R2 RL R1 Cc T4 T4 T5 T3 T2 T1 vI vo Rf R3 R4 RE1 RE3 Cf T8 R5 超前电容补偿 T6 T7 CB MC-1553集成宽带放大器内部电路 Av=100 fH =45MHz 相位补偿技术在宽带放大器中的应用 退出