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第 5 章 电子电路 EWB 仿真技术. 5.7 其他模拟仿真电路举例 5.8 四人表决电路的设计 5.9 模 25 计数器的设计 5.10 组合逻辑电路的设计 5.11 译码器和数据选择器 5.12 综合应用及设计实例. 5.1 静态工作点稳定电路 5.2 文氏电桥正弦波发生器 5.3 带阻滤波器 ( 陷波器 ) 5.4 分压 - 自偏压共源极放大电路 5.5 多级放大器 5.6 负反馈放大器. 5.1 静态工作点的稳定电路. 1. 电路结构及工作原理
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第5章 电子电路EWB仿真技术 5.7 其他模拟仿真电路举例 5.8 四人表决电路的设计 5.9 模25计数器的设计 5.10 组合逻辑电路的设计 5.11 译码器和数据选择器 5.12 综合应用及设计实例 5.1 静态工作点稳定电路 5.2 文氏电桥正弦波发生器 5.3 带阻滤波器(陷波器) 5.4 分压-自偏压共源极放大电路 5.5 多级放大器 5.6 负反馈放大器
5.1 静态工作点的稳定电路 1. 电路结构及工作原理 图5.1-1给出了最常用的静态工作点稳定电路。不难发现，此电路与固定偏置的单管共射放大电路的差别在于，三极管的发射极接有电阻Re。另外，直流电源经电阻Rb1、Rb2分压后接到三极管的基极，所以通常将此电路称为分压式工作点稳定电路。
在图5.1-1所示的电路中，三极管的静态基极电位UBQ经电阻分压后得到，故可认为其不受温度变化的影响，基本上是稳定的。当集电极电流ICQ随温度的升高而增大时，发射极电流IEQ也将相应地增大，此IEQ使发射极电位UEQ升高，则三极管的发射结电压UBEQ=UBQ-UEQ将降低，从而使静态基极电流IBQ减小，于是ICQ也随之减小，结果使静态工作点基本保持稳定。在图5.1-1所示的电路中，三极管的静态基极电位UBQ经电阻分压后得到，故可认为其不受温度变化的影响，基本上是稳定的。当集电极电流ICQ随温度的升高而增大时，发射极电流IEQ也将相应地增大，此IEQ使发射极电位UEQ升高，则三极管的发射结电压UBEQ=UBQ-UEQ将降低，从而使静态基极电流IBQ减小，于是ICQ也随之减小，结果使静态工作点基本保持稳定。 可见，本电路是通过发射极电流的负反馈作用牵制集电极电流的变化，从而使静态工作点Q保持稳定的，所以图5.1-1所示的电路也称为电流负反馈式工作点稳定电路。
显然，Re愈大，同样的IEQ变化量所产生的UEQ变化量也愈大，则电路的温度稳定性愈好。但是，Re增大以后，UEQ值也随之增大，此时为了得到同样的输出电压幅度，必须增大Vcc值。显然，Re愈大，同样的IEQ变化量所产生的UEQ变化量也愈大，则电路的温度稳定性愈好。但是，Re增大以后，UEQ值也随之增大，此时为了得到同样的输出电压幅度，必须增大Vcc值。 另外，如果仅接入发射极电阻Re，则电压放大倍数将大大降低。在本电路中，在Re两端并联一个大电容Ce，若Ce足够大，则Ce两端的交流压降可以忽略，此时，Re和Ce的接入对电压放大倍数基本没有影响。Ce称为旁路电容。 为了保证UBQ基本稳定，要求流过分压电阻的电流IR比IBQ大得多，为此希望电阻Rb1、Rb2 小一些。但Rb1、Rb2减小时，电阻上消耗的功率将增大，而且放大电路的输入电阻将降低。在实际工作中，通常选用适中的Rb1、Rb2值，一般取IR=(5～10)IBQ。且UBQ=(5～10)UBEQ。
2. 静态分析与动态分析 图5.1-2 分压式工作点稳定放大电路
其静态工作点的估算为 若换上β=60的三极管，只是IBQ的值发生了变化。计算结果表明，当β值由30增加到60时，分压式工作点稳定电路中Q点的位置基本保持不变，这正是此种放大电路的优点。
3. 分压式工作点稳定电路的EWB仿真过程 按图5.1-3连接好电路，运用“Simulate/Analysis”菜单中的“DC Operating Point”功能选项分析直流工作点，结果如图5.1-4所示，UCEQ=5.9 V(节点$2的电压减去节点$4的电压)，UBQ=2.8 V(节点$3的电压)，与理论分析的数值相符。
5.2 文氏电桥正弦波发生器 1. 电路结构及工作原理 图5.2-1 文氏电桥正弦波发生器的原理图
图中，具有选频特性的串、并联网络构成了正反馈支路。负反馈支路中的电位器R4是用来调节负反馈深度以保证起振条件和改善波形的。根据起振条件，反馈系数F应满足 则RF=2Rf (RF是指节点1与节点5之间的阻值)。由于实际运放的开环增益是有限值，因此RF必须略大于Rf的两倍。 同样，考虑到实际运放输入电阻Ri(这里是同相端的)和输出电阻Ro的影响，正弦波的频率为
当取C1=C2=C，R1=R2=R，且满足ri >>R>>ro时，f0=1/(2πRC)。 通常，电路元件值的确定，可按下列步骤进行： (1) 根据所需要的振荡频率f0计算RC值。 (2) 由ri>>R>>ro，选取合适的R，然后再确定C。 (3) 为了减小偏置电流的影响，应尽量使RF//Rf=R，同时由反馈系数的要求，即可确定RF和Rf的大小。 (4) 当需要频率较高时，选用增益带乘积较高的集成运放。 该电路中采用了匹配对接的两只二极管作为稳幅电路，其上并联R0可适当削弱二极管的非线性影响，改善波形失真。
2. 正弦波发生器的分析 根据上述电路原理的描述，欲产生频率为1.6kHz的正弦波信号，由 先确定R1=R2=R=10 kΩ，从而得C1=C2=C=0.01μF。电路中其他各元件的参数如图5.2-2所示。
调节R5，使RF的值略大于Rf的两倍，并用示波器观察输出波形，使输出为不失真的正弦波。调节R5，使RF的值略大于Rf的两倍，并用示波器观察输出波形，使输出为不失真的正弦波。 若在R1、R2上并联同值电阻R，R=5kΩ，则正弦波频率f0变为3.2 kHz。
3. 正弦波发生器的EWB仿真过程 图5.2-3 仿真电路
5.3 带阻滤波器(陷波器) 1. 电路结构及工作原理 将低通滤波器和高通滤波器并联在一起，可以形成带阻滤波电路，其典型电路如图5.3-1所示。输入信号经过一个由RC元件组成的双T型选频网络后，送至集成运放的同相输入端。当输入信号频率比较高时，由于电容的容抗很小，可认为短路，因此高频信号可从上面两个电容和一个电阻构成的支路通过。而当频率较低时，因容抗很大，可将电容视为开路，故低频信号可从下面两个电阻和一个电容构成的支路通过。只有频率处于低频和高频中间某一范围的信号将被阻断。所以双T网络具有“带阻”的特性。
式中， ， 。 设双T网络中电阻、电容元件参数值之间的关系为：上面支路中两个电容C1、C2的容值相等，均为C，二者之间的电阻R3的阻值为R/2；而下面支路中两个电阻R1、R2的阻值均为R，二者之间的电容C3的容值为2C。通过分析可得到此带阻滤波器的电压放大倍数为
由式可看出，当f=f0时，|Au|=0；当f=0或f∞时，|Au|均趋近于Aup，可见电路具有“带阻”的特性。以上f0和Au分别称为带阻滤波器的中心频率和通带电压放大倍数。此外，可求得带阻滤波器的阻带宽度为 令 当Aup=2时，Q将趋于无穷大，表示电路将产生自激振荡。为了避免发生此种情况，根据Aup的表达式可知，选择电路元件参数时应使RF < R4。
2. 100Hz陷波器的数值分析 图5.3-2 100Hz的陷波器电路
所以可设计RF=2.7kΩ，R4=3kΩ。 另外，可以通过调节RF的大小，来改变阻带宽度B，RF愈大，B愈窄。但RF的值必小于R4的值。
3. 100Hz陷波器的EWB仿真过程 按图5.3-3连接好电路，其中信号源是频率分别为100 Hz、10Hz相叠加的混合交流信号。 检查电路连接无误后开启电源，用波特图观察滤波器的输出，如图5.3-4所示。带阻中心频率正好为100Hz。 调节RF的大小，使Q值为1，即RF/R4=0.5。此时Q值变小，阻带宽度变宽，即选频特性变差，其结果如图5.3-5所示。 用示波器观察输入及输出信号的波形。从示波器输出结果图5.3-6可以看出，输入的100Hz的正弦波信号基本被阻断，只输出了10Hz的正弦波信号。
图5.3-6 100Hz陷波器的仿真电路输入及输出信号的波形
5.4 分压-自偏压共源极放大电路 场效应管与双极型三极管一样，也具有放大作用，可以组成各种放大电路。但是，与后者相比，场效应管有以下几个特点： (1) 场效应管为电压控制型器件。 (2) 输入阻抗高，尤其是MOS场效应管。 (3) 噪声系数小。 (4) 不受温度、光照、核辐射等外界影响。 (5) 对于结型场效应管，其引脚S和D可以互换。对于耗尽型MOS管，其栅极偏压可正可负，使用较灵活。
不足之处是其共源跨导gm值较低，且MOS管的绝缘层很薄，极易被感应电荷所击穿。因此，不管是用仪器测量其参数或用烙铁对它进行焊接，都必须使仪器或烙铁有良好的接地措施。一般焊接时，先焊S极，再焊其他极。
1．电路结构及工作原理 根据场效应管的上述特点，利用双极型三极管与场效应管的电极对应关系，即b→G，e→S，c→D，即可在共射极放大电路的基础上，组成共源极放大电路。 图5.4-1是一个由N沟道增强型MOS场效应管组成的共源极放大电路。该电路只需一路直流电源，同时解决了输入电压与输出电压的共地问题，因此比较实用。
静态时，栅极电压由VDD经电阻R1、R2分压后提供，静态漏极电流流过电阻Rs产生一个自偏压，场效应管的静态偏置电压UGSQ由分压和自偏压的结果共同决定，因此称为分压—自偏压式共源放大电路。引入源极电阻Rs也有益于稳定静态工作点，而旁路电容Cs 必须足够大，以免影响电压放大倍数。接入栅极电阻Rg的作用是提高放大电路的输入电阻。 为了使场效应管工作在恒流区以实现放大作用，对于N沟道增强型MOS管来说，应满足以下条件： uGS >UT ， uDS >uGS − UT 其中，UT为N沟道增强型MOS场效应管的开启电压， UGS为栅源电压。
2. 静态分析与动态分析 根据图的输入回路可列出以下方程： 式中，UGSQ为静态栅源电压，IDQ为静态漏极电流。 又已知N沟道增强型MOS管的漏极电流ID与栅源电压UGS之间近似满足以下关系： (当UGS>UT时) 式中，ID0为UGS=2UT时的ID值。
将式(5.4-1)和式(5.4-2)联立求解，即可得到UGSQ和IDQ。将式(5.4-1)和式(5.4-2)联立求解，即可得到UGSQ和IDQ。 然后根据图5.4-2的输出回路可求得 UDSQ=VDD−IDQ(Rd+Rs) 其中，UDSQ为静态漏、源极电压。
假设图中所示的隔直电容C1、C2和旁路电容Cs均足够大，则可得出电压放大倍数、输入及输出电阻分别为 例如，一高输入阻抗的场效应管前置放大器各元件参数如图5.4-2所示，可估算出其静态工作点如下：
解得UGSQ=3.5 V，IDQ=1 mA，进而得： 式中，UDSQ为静态漏、源极电压；Ri，Ro分别为输入、输出电阻。
3. 分压自偏压共源极放大电路的EWB仿真过程 图5.4-3 NMOS管放大电路的仿真
5.5 多级放大器 1．电路结构及工作原理 图5.5-1 多级放大器
