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振幅调制解调 与混频电路

振幅调制解调 与混频电路. 第四章. 4.1 频谱搬移电路的组成模型. 4.2 相乘电路. 4.3 混频电路. 4.4 振幅调制与解调电路. 一．学时安排 18 学时授课， 4 学时实验 1 ．频率搬移电路的组成模型 2 学时 2 ．相乘器电路 5 学时 3 ．混频电路 4 学时

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  1. 振幅调制解调 与混频电路 第四章 4.1 频谱搬移电路的组成模型 4.2 相乘电路 4.3 混频电路 4.4 振幅调制与解调电路

  2. 一．学时安排 18学时授课，4学时实验 1．频率搬移电路的组成模型 2学时 2．相乘器电路 5学时 3．混频电路 4学时 4．振幅调制与解调电路 4学时 5．参量混频电路 1学时 6．习题讨论棵 4学时 7．振幅调制器 2学时 8．调幅波信号的解调 2学时

  3. 二．授课方式：课堂教学、习题讨论课实验课 三．重点、难点： 1.相乘器电路的电路组成、工作原理；二极管双平衡混频器。 2.混频电路的主要性能、指标、组成工作原理、混频失真。 3.振幅调制与解调电路的组成、工作原理，重点讨论二极管包络检波器。

  4. 四．教学内容及要求 了解频谱搬移电路的组成模型；掌握相乘器的电路组成工作原理及其在频率变换电路中的应用；掌握振幅调制信号的性质，实现振幅调制与解调的基本原理、方法，掌握典型振幅调制器的电路组成、工作原理和性能特点。

  5. 五．教学法 首先对调幅调制电路、振幅解调电路、混频电路的作用进行分析，找出频谱搬移电路的组成模型及其实现的一般方法，而后据此提出具体的电路结构及相应的性能特点。此部分内容用2学时讲完。要特别强调调幅度的定义、作用，调幅信号的频谱宽度，AM波， DSB,SSB。

  6. 2．频谱搬移电路的核心—相乘器电路。 1）介绍非线形器件的相乘作用、线形时变状态、开关状态，这里主要讲二极管开关等效电路。 2）差分对管实现相乘的原理，为后续双差分对平衡调制器和模拟相乘器大基础、简述。 3）双差分对平衡调制器，重点讲原理，并用X1596举例说明。 4）双差分对模拟相成器，重点强调其扩大 、 动态范围并引出混频的概念。 5）二极管双平衡混频器的工作原理、混频损耗，引出环形混频器的概念。

  7. 3．混频电路 1）主要性能指标： a.混频增益b.噪声系数c.1dB压缩电平 d混频失真e隔离度 2）二极管环形混频器分类，优、缺点 3）双差分对平衡混频器优、缺点，BAD831为 例。 4）二极管混频电路的原理实例电路。 5）混频失真 a干扰哨声和寄生通道干扰及消除措施。 b交调失真和互调失真，重点讨论三阶互调失真

  8. 4.同步检波电路的原理及关键要求—产生一个与载波信号同步同相的同步信号。 5.习题课、讨论课 6．实验安排： 1）用1496构成的调幅器 2）调幅波信号的解调 a二极管包络检波器 b用1496构成的解调器 六．具体教学内容

  9. 4.1 频谱搬移电路的组成模型 本节以振幅调制电路为重点,分析它的作用,并提出相应的组成模型,而后对照的指出振幅解调电路和混频电路在组成模型上的异同点。 4.1.1振幅调制电路的组成模型 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型 4.1.3 小结

  10. 4.1.1 4.1.1振幅调制电路的组成模型 一 术语 调制——(Modulation)由携带信息的电信号去控制高频 振荡信号的某一参数，使该信号按照电信号的 规律而变化的一种处理方式。 调制信号——携有信息的电信号成为调制信号。 载波信号——未调制的高频振荡信号。 已调波信号——经过调制后的高频振荡信号称为已调 波信号。 振幅调制——受控制的参数是高频振荡的振幅,称为 振幅调制，简称调幅。——已调波信号 称为调幅波。

  11. 4.1.1 频率调制、相位调制——受控制的参数是高频振荡的频率或相 位称为频率调制或相位调制，简称调频、调相。 它们统称为调角。 解调——(Demodulation)调制的逆过程，它的作用是将已调 波信号变换为携有信息的电信号。 二　振幅调制信号的分类（按频谱结构分） 1. 普通调幅(AM）信号：载波信号振幅在Vmo上下按输入调 制信号规律变化。 2. 抑制载波的双边带调制信号 (Double Sideband Modulation---DSB) 3. 抑制载波和一个单边带调制信号 (Single Sideband Modulation---SSB)

  12. 4.1.1 调制 信号 输出振幅 调制信号 两 输 入 信 号 调幅电路 三 普通调幅信号及其电路组成模型 1 组成模型 V(t) Vo(t) Vc(t) V(t) Vo(t) Vc(t) 图4-1-1 调幅电路的组成模型 高频载 波信号 Vo(t)=[Vmo+kaV(t)]cosct (4-1-1) Vmo=kVcm―未经调制的输出载波振幅 k和ka是取决于调幅电路的比例常数 要求: ka V(t)<Vmo AM－相乘器的乘积常数 A－相加器的加权系数 A=k, AMAVcm=ka x AMxy y +

  13. 4.1.1 2 单音调制 1) 波形 V(t)=Vmcost= Vmcos2Ft 且fc>F(一般fc>>F)， 则输出调幅电压： 式中 Ma=kaVm/Vmo ——调幅系数或调幅度 (Amplitude Modulation Index) Vo(t)的振幅为 Vmo(1+Macost) ——调幅信号的包络 如图4-1-2，Vm max=(1+Ma) Vm min=Vmo(1-Ma) Vo(t)=(Vmo+kaVmcost)cosct =Vmo(1+Macost)cosct (4-1-2)

  14. 4.1.1 定义： ——调幅系数或 调幅度 （4-1-3） 注：单音调制时要求 Ma  1否这出现调幅信号的过调 幅失真。 （2）频谱： (4-1-2)的三角函数展开式为: 过调幅失真图4-1-3

  15. 4.1.1 (4-1-4) 单音调制时调幅信号的频谱有三个分量组成: a)角频率为c的载波分量 b) 角频率为(c+)的上边频分量 c) 角频率为(c-)的下边频分量

  16. 4.1.1 3. 复杂音调制 设V(t)为周期信号，其傅立叶展开式： 式中： 图4-1-4 单音调制时 调幅信号的频谱 ——最高调制角频率

  17. 4.1.1 输出调幅信号电压为： (4-1-5) 式中：

  18. 4.1.1 则vo(t)的频谱: a)载波分量c b)上下边频分量(c) ，(c2) …..(cnmax) 调幅信号的频谱宽度: BWAM (Spectrum Bandwidth) （4-1-6） 总之,调幅电路组成模型中的相乘器对V(t)和Vc(t)实现相乘运算的结果, 反映在波形上是将V(t)不失真的转移 BWAM=2Fmax

  19. 4.1.1 转移到载波信号振幅上; 反映在频谱上则是将V(t)的频谱不失真的搬移到的两边。 图4-1-5 复杂信号调制时的调幅波 (a)调制信号 (b)普通调幅信号

  20. 4.1.1 4. 功率 在单位电阻上,单音调制时调幅信号电压在载波信号一个周期内平均功率: （4-1-7） 式中： Po= V²mo/2 －载波电压分量产生的平均功率

  21. 4.1.1 Pmax=Po(1+Ma)²——t=0时Pmax=4PoMa=1 Pmin=Po(1-Ma)²——t=时Pmin=0  Ma=1 P(t)在一个调制信号周期内的平均功率: （4-1-8）

  22. 4.1.1 P0+PSB ——各频谱分量产生的平均功率之和 ——上下边频分量产生的功率， 即边频功率 Pav与Ma的值有关, Po与Ma无关。 Ma增大，Pav增大，P0/Pav减小，反之， Ma减小， Pav减小， P0/Pav增大。 即Ma影响载波功率在调幅信号功率中所占的比例。

  23. 4.1.1 四 双边带和单边带调制电路组成模型 1. 双边带调制信号 从传输的信息角度来看,占有绝大部分功率的载波分量是无用的。如果在传输前将它抑制掉，那么就可在不影响传输信息的条件下，大大节省费的发射功率。这种只传输两个边频的调制方式成为抑制载波的双边带调制，简称双边带调制。 表示为： Vm=kaV(t) (4-1-9) ka=AMVcm Vo(t)=kaV(t)cosct

  24. x AMxy y 4.1.1 双边带调制与普通调幅的区别在于其载波电压振幅不是在Vmo上下按调制信号规律变化。 其波形图及组成模型图（4-1-6）为： V(t) Vo(t)=AMVcmVΩ(t)COSWct VcmCOSWct 双边带调制信号组成模型 用相乘器实现

  25. 4.1.1 当V(t) 自正值或负值通过零值变化时，双边带调制信号波形均将出现180°相位突变。可见，双边带调制信号的包络已不再反映V(t)的变化，但是它们保持频谱搬移的特性。（b）图仍为调幅波。可用相乘器作为双边带调制电路的组成模型。（c）图。 图4-1-6 双边带调制信号

  26. 4.1.1 2. 单边带调制信号 如上分析，上、下边带都反映调制信号的频谱结构。从传输信息的观点来说，还可进一步将其中的一个边带抑制掉，这种只传输一个边带的调制方式称为单边带调制。 则，已调信号的频谱宽度为： （4-1-10） 单边带调制电路的实现模型有两种： a) 由相乘器和带通滤波器组成——滤波法 b) 由两个相乘器、两个相移器和一个相加器组成——相移法 BWSSB=Fmax

  27. x AMxy y 带通滤波器 4.1.1 1）滤波法 如图4-1-7： v(t) V(t) vo(t) Vcmcosct

  28. x AMxy y I 90o相 移网络 + x Amxy y II 90o相 移网络 4.1.1 2) 相移法 V(t) vo1(t) vo(t) Vcmcosct vo2(t) 图4-1-8 相移法单边带调制电路组成模型

  29. 4.1.1 如图所示： 设：V(t)= Vmcost Vo1(t)=AMVmVcmcostcosct =AMVmVcm[cos(c+)t+ cos(c-)t]/2 Vo2(t)= AMVmVcmcos(t-/2)cos(ct-/2) = AMVmVcmsintsinct = AMVmVcm[cos(c+)t- cos(c-)t]/2 Vo(t)=Vo1(t)-Vo2)(t)= AMVmVcmcos(c+)t ——上边带 或 Vo(t)=Vo1(t)+Vo2)(t)= AMVmVcmcos(c-)t ——下边带

  30. 4.1.1 复杂信号调制时的波形 图4-1-9

  31. 振幅调制波 的解调电路 4.1.2 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型 振幅解调和混频的作用都是实现频谱不失真的搬移。 一 .振幅解调电路 振幅调制信号的解调电路称为检波电路（Detector）其作用是从振幅调制信号中不失真的检出调制信号来。如图4-1-10。在频域上，这种电路的作用就是将振幅调制信号频谱不失真的搬回到零频率附近。因此，振幅检波电路还是一种频谱搬移电路，可以用相乘器实现。 vS(t) vo(t) 图4-1-10

  32. x AMxy y 低通滤波器 4.1.2 图4-1-11振幅解调电路的组成模型(a)和相应的频谱搬移(b) vS vo vr (a)

  33. 4.1.2 例： 当Vr=Vmcos[(c+∆)t+∆φ] Vs(t)=kaV(t)cosct时, 则相乘器输出电压中有用分量为: AMVrmkaV(t)cos(∆t+∆φ)/2 通过低通滤波器输出的解调电压振幅按cos(∆t+∆φ)的规律变化的音频电压。 如果解调单边带调制信号,则经同样分析表明,同步信号不同步不仅引起输入音频电压的偏移,而且还引起相位偏移。

  34. 实验证明,在进行语音通信时,频率偏移20Hz,就惠查觉到声音不自然,偏移200Hz,语言可懂度就会明显下降。实验证明,在进行语音通信时,频率偏移20Hz,就惠查觉到声音不自然,偏移200Hz,语言可懂度就会明显下降。 二. 混频电路 混频电路 又称变频电路 (Mixer,Convertor),它的作用是将载频为fc的已调信号不失真的变换为载频为fI的已调信号VI(t)，如图4-1-12。 VI(t)称为中频信号 VL(t)=VLmcosLt为本振电压

  35. 混频电路 4.1.2 三个频率之间的关系为: fI=fc+fL (4-1-11) vL(t) 或 fI=fc-fL fc>fL vS(t) fI=fL-fc fL>fc (4-1-12) vI(t) fI>fc时称为上混频(Up-Convertor) 图4-1-12 fI<fc时称为下混频(Down-Convertor) 调幅收音机一般采用下混频,它的中频为456kHz。

  36. x AMxy y 带通滤波器 4.1.2 从频谱观点来看,混频的作用就是将输入已调信号频谱不失真的从fc搬移到fI的位置上。因此,混频电路是一种典型的频谱搬移电路,可以用相乘器和带通滤波器实现。 vS(t) v(t) vo(t) vL(t) 图4-1-13混频电路的实现模型. 带通滤波器的频带宽度应大于或等于输入调幅信号的频谱宽度。

  37. 4.1.3 小结 振幅调制电路、振幅解调电路和混频电路都属于频谱搬移电路,它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的模型来实现。相乘器的两个相乘信号中,一个是输入信号,另一个为参考信号。相乘器的作用就是将输入信号不失真的搬移到参考信号频率的两边,或者说,输入信号的频率向左右搬移参考信号的数值。滤波器则是取出有用分量,抑制无用分量。对于不同的频率搬移电路,有不同的输入信号\不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器。

  38. 表4-1-1

  39. 4.2 相乘器电路 相乘器是利用非线性器件构成的一种电子线路,分为电阻性和电抗性两类。根据输入信号的注入方式相乘器分为两类: 1) 两个输入信号电压加到同一器件输入端 2) 两个输入信号电压分别加到不同器件输入端,构成两个非线性 函数相乘的特性。 4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性 4.2.2 双差分平衡调制器和模拟相乘器 4.2.3 大动态范围平衡调制器AD630 4.2.4 二极管双平衡混频器

  40. 4.2.1 4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性 一 非线性器件的相乘作用的一般分析 设非线性器件（二极管或三极管）的伏安特性为： (4-2-1) 式中 v=VQ+v1+v2 ,采用幂级数逼近，其泰勒级数 展开式为： (4-2-2) 式中： (4-2-3) i=f(v)

  41. i= 4.2.1 因为： = 则有： (4-2-4) 当m=1,n=2时，器件的响应电流中出现2a2v1v2相乘项。但i中还包括了的众多无用的高阶相乘项，必须采取措施加以滤除。 设 v1=V1mcos1t ,v2=V2mcos2t 代入（4-2-4），进行三角函数变换后,i中包括如下频率分量: （4-2-5） p,q=0,1,2…… 当 p=1,q=1时1,1=|±1±2|为有用分量。

  42. 4.2.1 为了实现理想相乘运算，必须减少无用的高阶相乘项及其产生的组合频率分量。实践上采取如下措施： (1) 从器件的特性考虑：选用具有平方率效应的场效应管；选用合适的静态工作点，使器件工作在特性接近平方率的区域等。 (2) 从电路考虑：用多个非线性器件组成平衡电路，抵消一部分无用组合频率分量；采用补偿或负反馈技术。 (3) 从输入电压大小考虑：减小v1或v2，以便有效的减小高阶相乘项及其产生的组合频率分量幅度。若v1为参考信息，v2为输入信号，则限制v2值使器件工作在线性时变状态，可以获得优良的频谱搬移特性。

  43. 4.2.1 二. 线性时变状态 将式（4-2-4）改写为v2的幂级数： 上式即为 在 上对v2的泰勒级数展开式，即： (4-2-6)

  44. 4.2.1 式中： (4-2-7a) (4-2-7b) (4-2-7c) 若v2足够小，则可忽略v2的二次方及其以上各次方项。

  45. 4.2.1 则: (4-2-8) 式中 和 是与v2无关的系数，但均是v1的非线性函数，称为时变系数或时变参量。 ——称为静态电流（即v2=0的工作状态） 是v2=0时的增量电导 ——称为时变增量电导。

  46. 4.2.1 则 : （4-2-9） 上式表明：I与v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但它们的系数是时变的，因此称这种器件的工作状态为线性时变工作状态。这种状态十分适宜于构成频谱搬移电路。

  47. 4.2.1 当 时g(v1)将是角频率为的周期性函数，它的傅立叶级数展开式为： (4-2-10) 式中： (4-2-11)

  48. 4.2.1 将其与 相乘, 组合频率分量为 ，消除p为任意值，q=0及q>1的众多分量。且组合分量 中，由于无用分量与所需有用分量之间的频率间隔很大，因而容易用滤波器滤除无用分量。 例：振幅调制电路中， , 有用分量 远远大于无用分量… 又如，混频器中 ， 则： <<

  49. 4.2.1 例1. 一个晶体二极管，当加入 （V1m足够大）电压，管子轮流工作在导通区和截止区，可以认为管子导通后特性的非线性相对单向导电性来说是次要的。 因而它的伏安特性可用图4-2-1中的折线逼近。折线的斜率 ，这样，在v1的作用下， 为半周余弦脉冲序列， 为矩形脉冲序列。 图4-2-2中K1(1t)为单向开关函数。

  50. 4.2.1 图4-2-1 v1(t)作用下I0(t)和g(t)的波形 K1(1t) 1 -/2 0 /2 3/2 5/2 7/2 1t 图4-2-2 单向开关函数

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