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第九章 PAL 制解码电路及系统. 9.1 亮度通道及矩阵输出电路 9.2 色度通道 9.3 彩色副载波恢复电路 9.4 PAL D 色度解码电路实例 复习思考题. 9.1 亮度通道及矩阵输出电路. 亮度通道的任务是将亮度信号 Y 从彩色全电视信号中分离出来 , 经过放大和处理后 , 与色度通道解出的色差信号 R-Y 、 B-Y 一起送给解码矩阵电路 , 以求出基色信号 R 、 G 、 B, 分别激励彩色显像管的相应阴极而实现彩色的重现。
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第九章 PAL制解码电路及系统 9.1亮度通道及矩阵输出电路 9.2 色度通道 9.3 彩色副载波恢复电路 9.4 PALD色度解码电路实例 复习思考题
9.1亮度通道及矩阵输出电路 • 亮度通道的任务是将亮度信号Y从彩色全电视信号中分离出来, 经过放大和处理后, 与色度通道解出的色差信号R-Y、 B-Y一起送给解码矩阵电路, 以求出基色信号R、G、B, 分别激励彩色显像管的相应阴极而实现彩色的重现。 • 当用彩色电视机收看黑白电视信号时, 由于黑白电视信号中没有色度信号, 解码系统中的色度通道就自动关闭而无色差信号输出, 只有亮度通道输出亮度信号激励彩色显像管而显示出通常质量的黑白图像。 此时, 亮度通道的功能与黑白电视机中的视频放大器基本相同。
亮度通道一般由多级视频放大器组成, 由于亮度信号的质量直接关系到重现图像的清晰度, 所以对亮度通道的要求为: • 第一, 亮度通道只传送亮度信号Y, 故应将彩色全电视信号中的色度信号和色同步信号滤除。 为此, 在亮度通道中设置了彩色副载波陷波电路, 以减小色度信号对亮度信号的干扰。 • 第二, 亮度通道输入的彩色全电视信号峰峰值为1 V左右, 输出的三基色信号峰峰值约为100 V, 故亮度通道对视频信号应有足够的增益及线性工作范围。 为满足重现图像的清晰度, 应有足够的带宽以保证0～6 MHz视频信号不失真的通过。
第三, 亮度信号经过亮度通道(通频带约为6 MHz), 而色度信号通过的是色度通道(带宽约2.6MHz), 由于色度通道带宽比亮度通道窄, 使得色度信号要比亮度信号产生更大的时延。这样, 到达解码矩阵的时间就不相同而使重现的图像出现彩色镶边现象。为此, 应在亮度通道中设置延时电路。 • 第四, 视频全电视信号若失去直流分量, 在黑白电视机中仅改变重现图像背景亮度, 而在彩色电视机中不但重现图像的亮度会变化, 而且彩色的色调和饱和度也会改变, 引起明显失真。 因此凡不完全采用直流耦合电路的亮度通道, 都需设置直流电平钳位电路。
此外, 在亮度通道中还设有各种附属电路, 例如自动清晰度控制(ARC)电路, 自动亮度控制(ABL)电路, 轮廓校正电路(勾边电路), 对比度和亮度调节电路等等。 典型亮度通道组成方框图如图9-1所示。
9.1.1 彩色副载波抑制电路 • 前已述及, 色度信号是调制在4.43 MHz的副载波上, 以频谱交错方式插入到亮度信号频带高频端的。 若不加抑制, 则也将被亮度通道放大, 造成色度信号对亮度信号的干扰。 为此, 在亮度通道中设置一个4.43 MHz的彩色副载波吸收电路, 以减小这种干扰。 副载波吸收电路的幅频特性及彩色全电视信号输入、 输出波形见图9-2。
一、 对彩色副载波抑制电路的要求 • 亮度信号的带宽是6 MHz, 色度信号调制在4.43 MHz副载波上带宽±1.3 MHz, 与亮度信号谱线交错排列。 若吸收电路的频带太宽, 虽能将色度信号滤除, 但也将带内亮度信号的高频分量滤掉太多, 会造成重现图像的清晰度下降。 • 分析电视信号的频谱可知, 视频信号能量在频带内不是均匀分布的, 能量主要集中在频带的低端, 随频率上升而减小。 色度信号也一样, 平衡调幅后能量主要集中在4.43MHz附近, 如图9-3所示, 偏离4.43MHz越远能量就越小。所以抑制电路一般就选用高Q值窄带的陷波电路, 滤除掉4.43MHz附近的主要能量, 又不致使图像清晰度下降太多。 对副载波陷波电路的要求为: 吸收深度大于15dB, 吸收带宽为150～250kHz, 允许有少量的副载波残留分量以兼顾图像的清晰度。
二、 吸收电路的选取 • 彩色电视机亮度通道中常用的两种副载波吸收电路如图9-4所示, 它们的工作原理前面章节已作了介绍。 图(a)为串联谐振吸收电路, 形式简单, 吸收深度一般能达到抑制副载波的要求, 但由于有损耗rL的存在, 对谐振频率的能量不可能吸收干净。 图(b)的桥T型吸收电路可对损耗rL进行补偿, 所以很容易达到吸收20dB的深度, 在彩色电视机中使用较多。
三、 自动清晰度控制(ARC)电路 • 亮度通道中加4.43MHz彩色副载波陷波电路后, 大大减轻了色度信号对亮度信号的干扰, 但它也使4.43MHz附近亮度信号的高频分量被吸收掉一部分而造成重现图像清晰度下降。 虽然这样做是必要的, 但当用彩色电视机接收黑白电视节目, 或者信号太弱已不能使色度通道工作时(此时色度通道自动关闭, 显示的是黑白图像), 这种高频分量的损失就毫无意义了。 因此, 有许多彩色电视机采用了自动清晰度控制(ARC)电路, 接收正常彩色电视信号时, 副载波吸收电路工作, 而接收黑白电视节目或信号太弱时, 自动使副载波吸收电路不工作, 就使黑白图像的清晰度达到正常水平。
典型的ARC电路如图9-5(a)所示, 由电阻R1与二极管VD组成, VD的导通与截止由消色电压UACK控制。 接收正常彩色电视信号时UACK约为4V, VD导通使桥T型吸收电路正常工作 当接收黑白信号或彩色信号微弱时, UACK近似为零, VD截止, 桥T型陷波电路与地断开而不起作用, 亮度通道的幅频特性就如图9-5(b)虚线所示。 • 9.1.2 轮廓校正电路 • 亮度通道中插入副载波吸收电路使亮度信号的高频成分也损失了一些, 导致图像的清晰度下降, 轮廓变得模糊。 为此, 一些电视机在亮度通道中加入轮廓校正电路, 使图像在过渡的边缘处出现黑的更黑和白的更白的分界线, 好像在图像的边缘上勾了一条边。 这样, 图像的轮廓突出, 提高了视感清晰度。 补偿性能比一般高频补偿电路为佳。
一种轮廓校正电路如图9-6(a)所示, 设输入方波信号如图(b)ui, V1发射极输出的信号由于高频成分被C1旁路和受L1扼制成波形ue电感L2仅在高频时呈现较大的阻抗, 加上C1对高频分量的旁路作用, 使V1集电极仅有较大的高频分量输出, 即相当于V1输出电阻与L2对方波进行微分。 信号经倒相和微分后的波形如图中uc。 它再经C2耦合, 由R5、 L1进行第二次微分, 得到波形ud。 经两次微分的高频分量ud和射极输出的信号ue在R2上叠加, 就得到具有勾边性能的波形uo。
9.1.3 延时均衡网络 • 依据网络理论, 信号通过传输系统的延迟时间τ与系统的带宽B成反比。所以, 通道带宽越窄, 信号的时延越长。 亮度通道的带宽约为6 MHz, 而色度通道带宽仅为2.6 MHz, 因而同一时刻全电视信号中的亮度分量通过亮度通道产生的延时比色度分量通过色度通道产生的延时小, 两者延时差约为0.5～1μs。 延时差会导致图像的亮度和色彩在屏幕上产生水平距离误差。 例如, 0.7μs的延时差在46 cm (18英寸)时屏幕上的水平距离差约有5 mm, 如图9-7所示。
为使两个分量能同时到达解码矩阵, 必须在亮度通道插入延时均衡网络以补偿两者的延时差。 延时均衡网络一般做成一个集中元件, 称为延时线, 延时量约0.6μs。 由于延时较短, 所以不用超声玻璃延时线。 用一般电缆延时线也是不合适的, 因为延时1μs所需的电缆线长度将是200～300 m。 在彩色电视机中一般采用两种形式的亮度延时线: 一种是圆筒形分布参数延时线, 崐其体积较大 一种是集总参数延时线, 如多节累接的LC集总参数网络。 国产的集总参数小型延时线的种类较多, 例如YC-600 ns/1 500 Ω就是由20节LC小型元件组成的一种延时线, 外型尺寸为10×40×30(mm) 3, 延时0.6 μs。 亮度延时线的电路符号如图9-8所示。
9.1.4 直流分量恢复电路 • 我们知道, 视频图像信号是单极性的脉冲信号, 图像的亮暗标准是以黑色电平(消隐电平)作基准来衡量的。 因此, 从电视信号的传输到重现过程中, 固定黑色电平就非常重要。 亮度信号若通过交流耦合电路, 就会丢失直流分量而产生灰度失真和彩色失真。 • 传送直流分量的方法有两种: 一是在视频通道采用直接耦合, 即从视频检波到显像管阴极均采用直流放大器。 此法虽可直接传送直流分量, 但要采取复杂的措施来克服电路的直流电平匹配和零点漂移问题, 所以基本上不被采用。 二是视频通道仍采用交流耦合, 在显像管之前对亮度信号用箝位的方法来恢复直流分量, 称为间接传送直流分量的方法。
图像信号是随不同景物而变的随机信号, 不能作为箝位基准。 采用同步电平进行箝位虽有电路简单的优点, 但由于在视频信号传送过程中, 同步头是峰值电压, 有时会因信号幅度过大而在通道中出现被压缩现象, 容易造成恢复的直流分量不准确而产生画面的明暗变化。 为此, 彩色电视机中一般都采用对消隐电平(黑色电平)箝位来实现直流分量的恢复。 • 图9-9是一种对消隐电平箝位的电路, 亮度信号由V1射随, 经C6耦合到V2放大后输出。 图中V4为箝位三极管, 由它与C6等组成箝位电路。 行同步脉冲经L4、R11、R10等组成的延时网络加到V4基极, 使其位置正好处于输入亮度信号的行消隐后肩上, 如图9-10所示。
图9-9电路工作原理如下: • 12V电源经RW2、VD1、R13、R14和RW3等分压, 使V4射极电位UE约9.6V, 无箝位脉冲时, V4截止, 12 V电源通过R18及V2发射结向箝位电容C6充电, 极性如图中所标。当延时后的行同步脉冲到来(图9-10)时, V4饱和导通, C6通过V4放电, 放电时间常数近似由射随器V1的输出阻抗R′o1及C6决定(忽略V4及其射极分压器的等效内阻)。 由于放电时间常数较小, C6右端迅速放电至9.7V (UE +Uces4)。 行同步脉冲过去后V4截止, C6开始充电。充电时间常数由V2输入电阻Ri2 (Ri2 =R18 (1+β)+rbe)和C6决定, 其值远大于64 μs, 所以在一行时间内C6右端电位上升很少, 可以认为几乎不变。 如此重复, 就使视频信号的消隐电平保持在约9.7 V。
在图9-9中调节RW2、RW3可改变箝位电平UE, 因而也就改变了图像的背景亮度。 RW3通常装在电视机面板上, 作为亮度调节电位器, 而RW则作为辅助亮度调节, 用微调电阻装在机内线路板上。 调机时把RW3放在中间位置, 调整RW2使图像的亮度适中, 这样, 用户可有适当的亮度调节范围。 • 9.1.5 自动亮度限制(ABL)电路 • 当图像背景亮度太大时, 显像管会因电子束电流过大而太亮。 这样不仅使显像图9-11ABL电路实例管寿命缩短, 而且可能引起高压产生电路过载, 使高压产生电路的元器件损坏。自动亮度限制(ABL)电路就是为防止这种情况采取的保护措施。
ABL电路常利用高压电流IH的取样来控制显像管栅阴之间的电压。它可分为两大类: 一类是栅控型ABL电路, 调整显像管栅极电位来限制IH, 大屏幕黑白电视机常用此类 另一类为阴控型ABL电路, 控制显像管阴极电位来限制IH, 这种类型多用于彩色电视机。 • 图9-11是一种ABL电路, 图中L是行逆程变压器的高压包, 高压经VD2整流后加到显像管高压阳极, 高压电流(即显像管的电子束电流) IH流通方向如图所示, R3为取样电阻。A点电位UA=E-R3IH, 正常情况下IH较小, 故UA较大(大于12V), VD1始终导通, B点电位被钳在12V+UD1, 电路对亮度不起控制作用。
若图像亮度过大, I-H超过允许值, 将在R-3上产生较大电压降, 使A点电位随之下降到小于12 V, 则VD1截止, ABL电路起控。IH增加使UA、UB及V1基极电位都下降, 经V1反相放大使V2基极电位上升, V2跟随输出使显像管三个阴极电位上升, 致使IH下降, 达到自动限制亮度的目的。 该电路属于阴控类型。
9.1.6 解码矩阵电路 • 由兼容制彩色电视信号编码传送方式知, 彩色全电视信号传送了一个代表亮度的Y和两个代表色度的R-Y和B-Y分量。 在电视接收机中有两种激励彩色显像管的方式: 一种是采用基色信号激励, 需要获得R, G, B三个基色信号 另一种是采用色差信号激励, 就需要得到三个色差信号R-Y、 G-Y、 B-Y和一个亮度信号Y。 色差信号激励方式缺点较多, 目前已不被采用。 我们主要分析基色激励方式。
亮度信号Y由亮度通道处理, 两个色差信号R-Y和B-Y由色度通道解调还原。 解码矩阵电路的任务是先由 • G-Y=-0.51(R-Y)-0.186(B-Y) (9-1) • 求得G-Y, 再由 • R-Y+Y=R • G-Y+Y=G • B-Y+Y=B (9-2) • 得到R、 G、 B三个基色信号。
一、色差矩阵 • 发送端只传送了亮度信号Y和色差信号R-Y, B-Y(压缩成V、 U信号), 当解调得R-Y和B-Y后, 应由(9-1)式关系求G-Y。 从(9-1)式可知, 两个色差信号的系数均小于1, 所以用图9-12的电阻矩阵电路能够完成运算。 电阻取值应满足 (9-3) 两路信号就按规定比例在R3上相加。
电阻矩阵电路的缺点是显而易见的, 为避免输入端两个色差信号支路相互影响, 希望 • R2 R3和 R1 R3 (9-4) • 但这样做电路的衰减量太大, 信号损失将很大。 何况从(9-3)式解得的R1、R2和R3的关系也满足不了(9-4)式, 则两个支路必定会互相影响。 电阻矩阵一般不在电路中单独使用。
图9-13是两级具有公共集电极负载的加法器电路, 调整两个发射极上的电位器RW1和RW2, 即可改变各放大器的增益, 从而改变公共负载RC上两色差信号的叠加比例。 由于RW1、RW2引入了较深的负反馈, 故输出电压Uo为 • Uo= (9-5) • 只需适当选取RC、RW1和RW2. 即可得到Uo=G-Y。 • 此电路由于晶体管的隔离作用, 所以可克服两路色差信号的互相影响。
二、 R、G、B基色矩阵与视放输出级 • R、G、B基色矩阵的作用是由R-Y、G-Y和B-Y三个色差信号以及Y信号进行(9-2)式的运算, 以获得R、G、 B三基色信号去激励彩色显像管。 • 图 9-14是一个共Y串联式矩阵和视放输出级电路实例, 三个色差信号分别加到三个视放输出管V1、 V2和V3的基极, 而-Y信号经射极跟随器V4加到三个视放输出管的发射极。 • 以V1为例, 发射结电压ube=ub-ue=B-Y-(-Y)=B, 可见在发射结完成了矩阵运算。求得的R、G、B三基色信号经三个视放管放大倒相后加到彩色显像管阴极。
三、 视放输出的频率补偿 • 对于基色激励方式, 三个视频放大级均应有0～6 MHz的通频带才能获得高清晰度的图像。 普通共发射极放大器是达不到如此带宽的, 为此在视放输出级采取了一些措施。 第一, 射极接有电流串联负反馈电阻, 虽使增益有些下降, 但扩展了放大器的通频带 第二, 在发射极并有高频补偿电容C1、 C2、C3, 使放大器的负反馈量随频率上升而下降, 以此补偿放大器在高频时的增益下降, 若为最平坦补偿, 则上限频率将为纯电阻反馈时的1.6倍 第三, 输出回路采用了L1、 L2、 L3和L4组成的串并联电感补偿, 以补偿放大器在高频端由负载电容引起的增益下降, 以达到扩展频带的目的。 • 下面我们讨论一下电感补偿方法。
1.并联补偿 • 这种方法是在放大器集电极负载电阻RC上串入一个补偿电感L4, 等效电路如图9-15(a)所示。 这种补偿多用于外接负载RL比回路阻抗大得多的情况, 视放输出级的外接负载是显像管, 等效的阻抗RL很大, 所以满足这个条件。电感L4与电容CL组成并联谐振电路, 并联谐振的峰就选在放大器增益下跌频率的附近, 如图9-15(b)所示, 由此补偿了高频端的下降, 使频带得到展宽。
由宽带放大器理论的最平坦条件可得最佳补偿条件为由宽带放大器理论的最平坦条件可得最佳补偿条件为 • L4=0.414R2CCL (9-6) • 并联电感方式达最佳补偿时, 放大器上限频率约为未补偿时的1.73倍。
2.串联补偿 • 这种方法是在视放输出级集电极与负载电阻RL之间串一电感L1进行补偿。 放大器输出端等效电路如图9-16所示。 L1把电容CL分隔成L1和C2两部分, C1为晶体管输出电容和L1左侧引线杂散电容之和, C2是显像管输入电容和L1右侧杂散电容之和。 由于C1＜ CL, C2＜CL, C1与C2的串联将大大小于CL, 致使输出回路的谐振频率大大提高, 而谐振时C2上也将可以获得较大输出电压。串联补偿频率比并联补偿高, 使上限频率进一步提高。 • 图9-14的视放输出级电路采用上述各种补偿措施后, 总视放频响曲线如图9-17所示, 通频带可达到0～6 MHz左右。
9.1.7 亮度通道实际电路举例 • 海燕CS37-2型彩色电视机的亮度通道如图9-18所示。 L203和C213、 C214组成串联谐振电路以吸收色度信号, 而亮度信号经R208送到第一图像放大Q202的基极。 对比度调节电位器并接在R211上, 调节电位器即可改变并联总阻值, 达到改变加到Q202基极上亮度信号的大小, 以实现对比度的调节。 另外, 调节对比度电位器对色度通道增益也有控制作用, 可实现对比度和色饱和度的跟踪变化。
Q202及其发射极、 集电极元件组成了二次微分型轮廓校正电路, 以补偿副载波吸收电路带来的亮度信号高频分量的损失。 由于轮廓校正电路的补偿效果较佳, 前面的吸收电路未加ARC控制。 • 电容C207和箝位管Q201组成黑色电平钳位电路, 复合同步信号经L201等延时到行消隐的后肩, 通过C202加到Q201基极作箝位脉冲。 R204是辅助亮度调节电位器, 它和亮度调节电位器均可调节201射极电位, 即调节了钳位电平。 • 经过轮廓校正的亮度信号由C207耦合至第二图像放大Q203的基极, Q203接成带有射极负反馈及高频提升的共射放大器。 二极管D203和电阻R217等与其它单元的一些元件组成自动亮度限制(ABL)电路。 Q203集电极接有亮度延时线DL201, 崐以保证亮度信号和色差信号到达基色矩阵的时间能一致。
Q204接成射极跟随器, 它把负极性亮度信号送给R、G、B基色矩阵电路, 即图9-14中三个视放输出管的发射极。D209、 D207等是行、场消隐叠加电路, 消隐脉冲取自行、 场输出级。 • 上述亮度通道是由分立元件构成的, 电路构成比较直观。 下面介绍一个集成化的亮度通道电路。 • 图9-19是牡丹TC-483D型彩色电视机视频放大及矩阵电路。 由于采用集成电路, 结构大大简化。 整个电路主要由亮度延时线、 集成电路AN5612及外围阻容元件等组成。它将完成以下功能: 亮度信号的延时、放大、箝位、消隐以及亮度、对比度调节由R-Y、 B-Y运算求出G-Y放大三个色差信号并进行色度调节由亮度信号与色差信号矩阵运算求得三基色信号。
