PROJEKTOVANJE CELINE POJAČAVAČA

1. PROJEKTOVANJE CELINE POJAČAVAČA Johan Huijsing, OPERATIONAL AMPLIFIERS, Theory and Design,Kluwer Academic Publishers, 2001, Ch 6.

2. Pored aspekataspecifičnih za ulazni odnosno izlazni stepen, operacioni pojačavač kao celina treba da odgovori zahtevima za pojačanjem, propusnim opsegom, maksimalnom brzinom promene izlaznog napona i linearnošću. Klasifikacija topologija operacionih pojačavača prema strukturi Veliko naponsko i strujno pojačanje spadaju u glavne zahteve, da bi se smanjile greške u primenama usled toga što ulazni napon i struja nisu jednaki nuli. Povećanje pojačanja se ostvaruje kaskadnim vezivanjem više pojačavačkih stepeni. OP opšte namene treba da ima RR opsege ulaznog i izlaznog napona. Dobar ulazni stepen treba da bude GA, a puš-pul izlazni stepen može da bude VF, kompaundovani VF/GA ili GA, pri čemu je GA najpovoljniji u pogledu zahteva za RR opseg izlaznog napona. Principijelna šema ovih stepena prikazana je na sledećem slajdu. Lako je videti da GA ulazni tranzistor može da se direktno poveže sa GA izlaznim tranzistorom samo ako su međusobno komplementarni, a direkno povezivanje nije moguće sa VF izlaznim tranzistorom ili GA izlaznim tranzistorom koji nije komplementaran. Stoga je između ulaznog i izlaznog stepena OP opšte namene uvek potreban pomerač nivoa odnosno međustepen.

4. Stepeni pomerača nivoa realizovani kao presavijeno kaskodno strujno ogledalo (CM) koje se pri klasifikaciji može svrstati u stepene jediničnog strujnog pojačanja (“current follower” – CF). Oni oduzimaju diferencijalne izlazne struje ulaznog stepena i daju rezultat na jednom izlaznom priključku. Bipolarna verzija ima otpornike za degeneraciju emitora koji smanjuju strujni ofset i šum. Bipolarni presavijeni kaskodni CF stepen→ može da poveže NPN GA ulazni stepen sa bilo kojim izlaznim stepenom dajući široki propusni opseg. Strujne mreže propusnici svih učestanosti RFCF vode signale niskih učestanosti kroz PNP tranzistore, a visokofrekventne komponente kroz NPN tranzistore. Rezultat je ravan frekventni odziv do fT NPN tranzistora. CMOS CF verzija može da ima veliko naponsko pojačanje zahvaljujući punoj kaskodnoj strukturi.

5. GA stepeni su korisni kao pomerači nivoa između GA PNP ili P-kanalnog ulaznog stepena i bilo kog izlaznog stepena i u isto vreme daju naponsko i strujno pojačanje. Kaskodni CF stepen iza GA stepena ili Darlington VF stepen ispred GA stepena ne menjaju ukupnu topologiju, pa se ne razmatraju zasebno. 5

6. Jedan tip ulaznog stepena: GA; tri tipa izlaznog stepena: VF, VF/GA i GA; i dva tipa stepena pomerača nivoa: presavijeni kaskodni CM ili CF (oba su u tabeli označeni kao CF) i GA. Ovo daje ukupno šest trostepenih kombinacija. Mogu se dodati još dve dvostepene kombinacije bez izlaznog stepena, kao i grupa višestepenih GA kombinacija sa više od tri GA stepena, pošto broj GA stepena određuje složenost strukture za frekventnu kompenzaciju. Ovim se dobija ukupno devet glavnih ukupnih konfiguracija OP.

7. Povećanje naponskog ili strujnog pojačanja (gain boosting) Alternativa kaskadiranju više GA stepena. CF tranzistor M1 povećava naponsko pojačanje M31 puta, gde je 1 faktor →naponskog pojačanja M1 . Kada se reguliše gejt M1 pojačavačem M2 tako da potencijal drejna M3 ostane konstantan, izlazna struja više ne zavisi od izlaznog napona i izlazna impedansa na drejnu M1 je uvećana. Naponsko pojačanje M1 je povećano 2 puta, tj. za faktor naponskog pojačanja M2 . Ukupno naponsko pojačanje bez potrošača je sada Av = 123 . ↑ VF tranzistor Q1 je upotrebljen kao Darlington kombinacija sa Q3 da bi se strujno pojačanje Q3 povećalo 1 puta. Kolektorska struja Q1se reguliše na konstantnu vrednost IB primenom Q2 koji povećava strujno pojačanje Q1 za faktor 2 tranzistora Q2 . Ukupno strujno pojačanje je sada Ai = 12 3.

8. Kompenzacija ulaznog napona i struje Treći način za povećanje pojačanja. Zasniva se na primeni pozitivne povratne sprege. → Relativno velike otpornosti u sorsovima 1/gm1,2 kompenzuju se negativnim otpornostima 1/gm3,4 . Rezultat je ukupna transkonduktansa gm = 1/(1/gm1,21/gm3,4). Mora da bude (W/L)1,2< (W/L)3,4 . U bipolarnoj verziji se stavljaju mali otpornici za degeneraciju emitora R3 i R4. Bazne struje Q1 i Q2 se kompenzuju tako što se ↑ repliciraju i zatim strujnim ogledalom preslikavaju i vraćaju nabazne priključke Q1 i Q2 .

9. Metode kompenzacije kojim se povećava pojačanje primenom petlje PPS ograničene su tačnošću uparivanja komponenata, dok prethodne dve metode (kaskadiranje i gain boosting) nemaju ograničenja na niskim učestanostima. Granica upotrebljivog ukupnog pojačanja je određena termičkom povratnom spregom i frekventnom kompenzacijom. Zbog termičke povratne sprege, maksimalna upotrebljiva vrednost određena je snagom disipacije izlaznog stepena i simetrijom lejauta ulaznog stepena u odnosu na izlazni stepen. Kada su oba stepena na istom čipu, maksimalna vrednost je reda 105 do 106.

10. Frekventna kompenzacija Kompenzacija OP sa jednim GA stepenom Dominantan pol f2 =1/(2R1C1), i limitirajući pol f1 koji je jednak jediničnoj učestanosti strujnog pojačanja tranzistora 2, fT2 . Za BJT je a za MOS

11. Odnos propusnog opsega i snage izvora za napajanje je mera kvaliteta inverzna poznatom proizvodu snage i kašnjenja u digitalnim kolima. Za BJT: a za CMOS: U oba slučaja odnos je inverzno proporcionalan naponu napajanja, koji stoga treba da bude što manji. Stoga je najpovoljnije projektovati što manju vrednost VGS -VTH za režim jake inverzije, dok u režimu slabe inverzije VGS -VTH treba zameniti sa 2VT 50mV. Optimalan izbor za CMOS tranzistor je minimalno L, a W tako da režim bude u umerenoj inverziji. U tom slučaju odnos između gm i parazitnih C je najveći. Ako se struja T12 preslika i sabere sa strujom T11, odnos propusnog opsega i snage izvora se udvostručava. Slučaj bez internog pola Ako se izbaci kaskodirajući tranzistor M2, nema limitirajućeg pola pa kolo može da se koristi do fT , što udvostručava odnos f0/Ps , ali smanjuje pojačanje (može da se pokuša povećanje pojačanja primenom kompenzacije, tj. PPS).

12. Kompenzacija OP sa dva GA stepena Dvostepeni CMOS pojačavač. f0 ne zavisi od otpornosti otpornika. Jedna mogućnost je paralelna kompenzacija (dominantnim polom i nulom na f1). Može se postići f0’ samo 2 puta manje od teorijskog maksimuma f0 . Optimalnim izborom struja strujnih izvora se dobija gm1 varira sa signalom pa se optimum ne može postići. Pošto nula ne može precizno da se podesi na f1 javlja se dublet na niskim učestanostima. Potrebna je velika kompenzaciona kapacitivnost koja se teško integriše.

13. Milerova kompenzacija OP sa dva GA stepena (razdvajanje polova) Može se postići isto f0’ kao sa paralelnom kompenzacijom. Međutim učestanost pola izlaznog (drugog) stepena može da raste samo do zbog čega je jedinična učestanost celog pojačavača ograničena na pa je Praktična granica koja se može postići je odnosno Ovaj odnos je 2-3 puta niži nego kod paralelne kompenzacije. Međutim, pored malih potrebnih kapacitivnosti, prednost Milerove kompenzacije je i linearizacija kao posledica negativne povratne sprege preko CM, kao i odsustvo mogućnosti pojave dubleta. Mana je i pojava nule u desnoj poluravni.

14. Milerova kompenzacija OP sa tri GA stepena U osnovi mogla bi da se primeni i paralelna kompenzacija, ali se zbog mana praktično ne primenjuje. Ugnježdena Milerova kompenzacija Milerova kompenzacija se primenjuje dva puta – ugnježdena Milerova kompenzacija. Da bi se ovo realizovalo, međustepen se realizuje kao neinvertujući. U oba koraka se podešava približno FM=60º tj da jedinična učestanost bude dva puta manja od limitirajućeg pola. Na kraju je dominantan pol → Ostvaruje se veće pojačanje, ali i dva puta manji propusni opseg (jedinična učestanost) kao i odnos propusnog opsega i snage izvora nego kod dvostepenog pojačavača. Optimalan izbor struja je približno određen sa →

15. Ugnježdena Milerova kompenzacija sa više putanja za OP sa tri GA stepena (MNMC) Nadoknađuje se izgubljeni faktor 2 u propusnom opsegu. Ulazni stepen je dvostruki, sa transkonduktansama gm31 i gm32 , pri čemu ovaj drugi zaobilazi međustepen i priključen je na ulaz izlaznog stepena. Efekat je kao paralelna veza pojačavača sa tri GA i sa dva GA stepena. Uslov za sprečavanje pojave dubleta se lako ostvaruje do 0,1% .

16. Milerova kompenzacija OP sa četiri GA stepena Hibridna ugnježdena Milerova kompenzacija OP sa četiri GA stepena (HNMC) Omogućava da se ne gubi faktor 2 u propusnom opsegu pri svakom gnježdenju, a da se ne dodaje mnogo paralelnih stepena za MNMC. HNMC je pogodna za mali napon napajanja (VGS + VSAT). Prvo se izvrši razdvajanje pretposlednjeg i poslednjeg stepena sa CM1, zatim prva dva sa CM3, i na kraju ukupno razdvajanje sa CM2. Dobija se jedinična učestanost četiri puta manja od učestanosti limitirajućeg pola izlaznog stepena f1’.

17. Hibridna ugnježdena Milerova kompenzacija sa više putanja za OP sa četiri GA stepena (MHNMC) Poboljšava propusni opseg za faktor 2 dodavanjem paralelnog ulaznog stepena. Ima veliko pojačanje , a odnos propusnog opsega i snage izvora je skoro kao kod dvostepenog pojačavača. Mora da se zadovolji uslov da ne bi došlo do pojave dubleta.

18. Uslovno stabilna MHNMC kompenzacija za OP sa četiri GA stepena Uklanjanjem CM2 dobija se jednostavnija šema kompenzovanog pojačavača sa širim propusnim opsegom kružnog pojačanja i dvostrukim nagibom iznad njegovog prvog (~ dvostrukog) pola (i jednostrukim na visokim učestanostima). Ovo rešenje je pogodno za audio pojačavače, ali nema dobro vreme smirivanja. MNMC i MHNMC mogu da se primene i na pojačavače sa više od 4 GA stepena, bez značajnijeg gubitka u odnosu propusnog opsega i snage izvora. Pored toga, može da se primeni i inverzna ugnježdena Milerova kompenzacija (RNMC)koja pod određenim uslovima omogućava veliki odnos propusnog opsega i snage izvora za napajanje. Kod ove kompenzacije centar gnježdenja je u čvoru bližem ulazu pojačavača, npr. na ulazu invertujućeg međustepena pojačavača sa tri GA stepena.

19. Maksimalna brzina promene napona (Slew rate) Usled ograničene struje izlaznog stepena: V2max je maksimalna amplituda napona na ulazu T1. Usled ograničene struje ulaznog stepena: Kada se dodaju otpornici za degeneraciju emitora gubi se prednost CMOS u odnosu na BJT. Povećanje slu rejta se postiže radom ulaznog stepena u klasi AB, tj. da struje polarizacije “rastu sa signalom”. Za BJT: za CMOS:

20. Nelinearna izobličenja 1. Izobličenja ulaznog stepena pre slew rate ograničenja 2. Izobličenja izlaznog stepena Diferencijalni ulazni stepen: BJT: CMOS: Zbag simetrije balansiranog ulaznog stepena nema parnih komponenata izobličenja.

21. Simetrični izlazni stepen: Kada je pobuda naponska, izobličenja uzrokuju varijacije transkonduktanse

22. Na niskim učestanostima ili kada nema paralelne kompenzacije pobuda je strujna, pa su izobličenja kod BJT određena varijacijom . Kod simetričnog izlaznog stepena, razlika u vrednostima  izlaznih tranzistora (NPN i PNP) uzrokuje izobličenja. Izobličenja izlaznog stepena su drastično redukovana primenom jake negativne povratne sprege. Na visokim učestanostima je kružno pojačanje malo, pa je značajan doprinos u smanjenju izobličenja primena Milerove kompenzacije.