O inversor lógico básico empregando TJB Livro texto, item 4.14 (4 a edição)

1. O inversor lógico básico empregando TJBLivro texto, item 4.14 (4a edição) • Vimos como vantagens do uso do TJB para implementação do inversor: • A dissipação de potência no circuito é relativamente baixa, tanto no corte quanto na saturação: no corte todas as correntes são zero (exceto pelas pequenas correntes de fuga); em saturação a tensão sobre o transistor é muito pequena (VCEsat). • Os níveis de tensão de saída (VCC e VCEsat) são bem definidos. Em contraposição, se o transistor opera na região ativa, vO = VCC–RCiC = VCC–biBRC , que é fortemente dependente do parâmetro b do transistor, que por sua vez é pouco controlável.

2. A característica de transferência de tensão • Característica de transferência Aproximada por 3 segmentos de reta (retas assintóticas) correspondentes à operação do TJB nas regiões de corte, ativa e saturação, conforme indicado. • Determinar as coordenadas dos pontos notáveis da característica de transferência, para: RB = 10 kW, RC = 1 kW, b = 50 e VCC = 5 V.

3. Ganho A v depende do valor de rp  determinado por IC e,  , pelo valor de vI . • Se  IC   rp  RB >> rp  A característica de transferência de tensão (2)

4. A característica de transferência de tensão (3) • Para os valores aqui utilizados: • As margens de ruído podem agora ser determinadas por (reveja a seção 1.7 do livro texto): • As duas margens de ruído são muito diferentes  este circuito é pouco ideal (por que?).

5. A característica de transferência de tensão (4) • O ganho na região de transição pode ser determinado a partir das coordenadas dos pontos notáveis X e Y: • Circuitos TTL: transistor – transistor logic.  Circuitos lógicos com TJB saturado. • Limitação de velocidade de operação em razão dos tempos de atraso relativamente longos necessários para cortar um transistor saturado. • Para atingir velocidades de resposta elevadas, o TJB não deve entrar na saturação. • Armazenamento de cargas portadoras minoritárias na base de um transistor saturado.  Leiam com cuidado este item do livro texto, para melhor entender a limitação de velocidade de operação. • Observe que o fato de ser exatamente o mesmo valor encontrado anteriormente é uma coincidência.

6. Características estáticas completasLivro texto, item 4.15 (4a edição) • Capacitâncias internas e efeitos de segunda ordem. • iC – vCB: Características de base comum - (npn). • vCB < 0 : JCB  diretamente polarizada  iC diminui, iE const. •  iBaumenta em um valor igual à diminuição em iC (saturação).

7. Características de base comum • Observe que, na região ativa, as curvas características apresentam uma pequena inclinação  Indica que, na configuração BC, iC depende um pouco da tensão vCB (uma manifestação do efeito Early). • No entanto, a inclinação das curvas iC – vCB medidas para uma corrente iE constante é muito menor que a inclinação das curvas iC – vCE medidas para uma tensão vBE constante.  Isto é, a resistência de saída da configuração BC é muito maior do que a do circuito EC com vBE constante (i.e, ro). • Outro ponto importante: uma vez que iC – vCB é medida para iE constante, um aumento de iC com vCB implica uma correspondnete redução em iB.  A dependência de iB com vCB: adição de um resistor rm entre C e B no modelo p-híbrido  modelo expandido.

8. rm Características de base comum (2) Figura 4.64 O modelo p-híbrido, incluindo a resistência rm , que modela o efeito de vc em ib .  rm é tipicamente maior que b ro . • Este modelo p-híbrido expandido pode ser usado para determinar a resistência de saída Rsaída da configuração BC = o inverso da inclinação das linhas das curvas características iC – vCB • B aterrada; E em aberto (iE é constante); aplique uma tensão entre C e o terra e determine a corrente drenada da tensão de teste.  Rsaída  rm // b ro (muito elevada)

9. Características de emissor comum Figura 4.65 Características de emissor comum. Note que a escala horizontal foi expandida em torno da origem para mostrar a região de saturação em mais detalhe. • iB é mantida constante para cada curva iC  vCE (diferentemente da figura 4.15, em que vBE era mantida constante).  A inclinação na região ativa é diferente de 1 / ro . No caso, a inclinação é maior.

10. Características de emissor comum (2) • Pode-se mostrar (vide problema 4.47) que a resistência de saída da configuração EC para iB constante é aproximadamente igual a [ro // (rm/b)]. • Na região ativa: o transistor atua como uma fonte de corrente com uma resistência de saída elevada (mas finita). • Na região de saturação: o transistor se comporta como uma “chave fechada” com uma pequena “resistência de fechamento”RCEsat. • Na saturação, as curvas não se diritem para a origem.  Para um dado valor de iB, a característica iC  vCE na saturação pode ser aproximada por uma linha reta que intercepta o eixo vCE em um ponto VCEoff – tensão residual (offset) da chave transistorizada. Transistores de efeito de campo (FET) não apresentam tais tensões residuais e, portanto, se apresentam como chaves mais ideais. • FETs, no entanto, apresentam valores maiores de resistência de fechamento.

11. Características de emissor comum (3) • O comportamento do TJB na saturação – figura 4.67 – segue de perto o previsto pela equação 4.114 (VCEsat), obtida a partir do modelo de Ebers-Moll. Figura 4.67 Uma das curvas características iC – vCE na região de saturação. Note que a característica pode ser modelada por uma tensão residual VCEoff e por uma resistência de pequeno valor RCEsat. Figura 4.66 Uma visão expandida das características de EC na região de saturação.

12. O b do transistor • Transistor: operando com uma corrente de base IBQ, uma corrente de coletor ICQ e uma tensão C–EVCEQ .  Definido o ponto de operação Q.  A razão entre ICQ e IBQ é chamada de b cc ou hFE (parâmetro h direto na configuração emissor comum – vide Apêndice B – Parâmetros de quadripolos). • Transistor – usado como um amplificador  é primeiramente polarizado em um ponto Q.  Sinais aplicados ao circuito causam mudanças incrementais em iB, iC e vCE em torno de Q.  Pode-se definir um b incremental ou ca mantendo a tensão C-E constante em VCEQ (a fim de eliminar o efeito Early) e variando iB de um incremento DiB. Se iC variar em um incremento DiC:

13. O b do transistor (2) • vCE = constante  vce = 0  hfe: ganho de corrente de curto-circuito. • Análises para pequenos sinais: b = bca (hfe). • Análise ou projeto de um circuito de chaveamento: b = bcc (hFE). • Observe que o valor de b depende do nível de corrente no dispositivo – Figura 4.68. Figura 4.68 Dependência típica de b com IC e com a temperatura em um moderno transistor npn de silício empregado em circuitos integrados projetado para operar em torno de 1 mA.

14. Rede linear de dois acessos Os parâmetros H – quadripolos (Apênd. B) • 2 variáveis de excitação (ex: V1 e V2 ) • 2 variáveis de resposta (ex: I1 e I2 )  A caracterização híbrida (ou parâmetros h) da rede de dois acessos é baseada na excitação da rede por I1 e V2 (variáveis independentes): • h11: a impedância de entrada no acesso 1 com o acesso 2 curto-circuitado • h12: a razão de tensão reversa ou de realimentação da rede, medida com o acesso de entrada em circuito aberto.

15. Os parâmetros H – quadripolos (2) • h21: o ganho de corrente da rede com o acesso de saída curto-circuitado (ganho de corrente em curto-circuito). • h22: a admitância de saída com o acesso de entrada em circuito aberto.

16. Os parâmetros H – quadripolos (3)FONTE: http://engphys.mcmaster.ca/~glen/2e4/lab6.pdf • Equivalente Norton no acesso de saída; • Equivalente Thevenin no acesso de entrada. hie: Impedância de entrada (Vin / Iin), quando Vout = 0 (em curto). hre: Relação entre a tensão de entrada e a tensão de saída (Vin / Vout), forçando Iin a zero (circuito aberto). hfe: Ganho de corrente (Iout / Iin) com Vout = 0 (em curto). hoe: Condutância de saída (Iout / Vout) com Iin = 0 (circuito aberto). Observação: correntes e tensões ac. Modelo linear  variações pequenas em torno do ponto de operação.

17. Os parâmetros H – quadripolos (4)FONTE: http://engphys.mcmaster.ca/~glen/2e4/lab6.pdf • Aplicações:  Resistor série:  TJB 2N3904 (polarizado com IC = 1 mA) – (configuração EC):

18. Os parâmetros H – quadripolos (5)FONTE: http://engphys.mcmaster.ca/~glen/2e4/lab6.pdf  Circuito amplificador integrado – Motorola, part # MC1590 (15 transistores, diodos e resistores – caracterização de quadripolo)  Os parâmetros (Y) são complexos, de modo a levar em consideração os efeitos das altas freqüências.

19. Q Reta de carga TJB: região de saturação – análise gráfica Figura 4.69 Expansão da região de saturação das curvas características juntamente com uma reta de carga que resulta na operação em um ponto Q na região de saturação  Nesse caso, variações na corrente de base resultam em variações muito pequenas em iC e vCE e o b incremental (bca) é muito pequeno.

20. A ruptura do transistor • As tensões máximas que podem ser aplicadas ao TJB são limitadas pelos efeitos de ruptura nas junções EB e CB (mecanismo de avalanche). • Configuração BC: Característica iC – vCB (Figura 4.63)  Para iE = 0 (emissor em aberto), a junção CB se rompe para uma tensão denominada BVCBO (Breakdown Voltage between Collector and Base with emitter Open). – Tipicamente, BVCBO > 50V. • Configuração EC: Característica iC – vCE (Figura 4.65)  Ruptura ocorre para uma tensão BVCEO (às vezes chamado de tensão de manutenção LVCEO(sustaining voltage) – Tipicamente, BVCEO é metade de BVCBO .

21. A ruptura do transistor (2) • Ruptura da JCB (configurações BC e EC) não é destrutiva, enquanto a dissipação de potência no dispositivo for mantida dentro de limites seguros. • Ruptura da JEB: A JEB rompe-se por avalanche para uma tensão BVEBO muito menor que BVCBO . – Tipicamente, BVEBO está na faixa de 6 a 8 V, e a ruptura é destrutiva  O b do transistor é permanentemente reduzido. • Esta redução do b não é preocupante quando da utilização da JEB como um diodo zener para gerar tensões de referência em projetos de CIs. • A ruptura do transistor e a máxima dissipação de potência admissível são parâmetros importantes no projeto de amplificadores de potência.

22. A ruptura do transistor (3) • Exercício 4.42: Qual a tensão de saída do circuito da figura se o BVBCO do transistor é de 70V? Resp: – 60 V

23. Constante do dispositivo, com dimensão de tempo Aplicável a grandes sinais Capacitâncias internas no TJB • Lembrem-se que a junção pn exibe efeitos de armazenamento de cargas que podem ser modelados como capacitâncias. • A capacitância de difusão ou de carregamento de base Cde. • Quando o transistor está operando no modo ativo ou de saturação, cargas devidas aos portadores minoritários são armazenadas na região de base: • tF: tempo de trânsito de base direto (forward base-transit time)  Representa o tempo médio que um portador de carga (elétron) leva para atravessar a base.  Tipicamente: faixa de 10 a 100 ps. (No modo ativo reverso:tR >> tF ).

24. O valor de Cje para tensão zero Coeficiente de graduação da JEB (tipicamente, 0,5) Tensão interna da JEB (tipicamente, 0,9 V) Capacitâncias internas no TJB (2) • iC: exponencialmente relacionada a vBE  Qn depende de vBE da mesma forma  Efeito capacitivo não-linear. • Para pequenos sinais: capacitância de difusão Cde: • A capacitância da junção base-emissor ou da camada de depleção Cje :

25. O valor de Cm para tensão zero Coeficiente de graduação da JCB (tipicamente, 0,2 – 0,5) Tensão interna da JCB (tipicamente, 0,75 V) Capacitâncias internas no TJB (3) • A capacitância da junção coletor-base ou de depleção C m: • No modo ativo de operação, a JCB está reversamente polarizada e sua capacitância de junção ou de depleção: • O modelo p-híbrido para altas freqüências: • Cp = Cde + Cje : capacitância de EB (tipicamente, na faixa de alguns pF até algumas dezenas de pF). • Cm: a capacitância de CB (tipicamente, na faixa de uma fração de pF até alguns poucos pF).

26. O modelo p-híbrido para altas freqüências • Resistência rm omitida (mesmo em freqüências médias, a reatância de Cm é muito menor que rm. • Adicionou-se a resistência rx: para modelar a resistência do silício da região de base entre o terminal de base B e um terminal de base interno (ou intrínseco) fictício B’, que está posicionado exatamente sobre a região do emissor.  Tipicamente, rx é da ordem de algumas dezenas de ohm e seu valor depende do nível de corrente de uma maneira relativamente complicada. Como rx << rp, seu efeito é desprezível em baixas freqüências. No entanto, sua presença é importante em altas freqüências.

27. Comportamento de chaveamento do TJBFONTE: http://ece-www.colorado.edu/~bart/book/book/chapter5/pdf/ch5_6_2.pdf • td,1: initial delay time (carregamento da capacitância da JBE). • trise: tempo de subida da corrente de coletor. • td,2: delay time (descarregamento da capacitância da JBE – enquanto houver carga significativa armazenada na região da base, a corrente de coletor continuará a existir.).

28. A freqüência de corte • As especificações do TJB fornecidas pelo fabricante normalmente não especificam o valor de Cp.  Normalmente é fornecido o comportamento de b ou hfe em função da freqüência. (Para determinar Cp e Cm, deve-se deduzir expressões para hfe em função da freqüência em termos dos parâmetros p-híbridos). Figura 4.71 Circuito para determinar uma expressão para hfe(s) Ic / Ib.

29. Impedância vista entre B’ e E A freqüência de corte (2) Valor de b para baixas freqüências

30. : Resposta de pólo simples com uma freqüência de corte em w = wb. A freqüência de corte (3) : freqüência de ganho unitário.  A faixa de passagem de ganho unitário fT é usualmente incluída pelo fabricante do transistor em suas especificações (tipicamente na faixa de 100 MHz até dezenas de GHz).

31. A freqüência de corte (4)  Em alguns casos, fT é fornecida em função de IC e VCE. • gm: diretamente proporcional a IC ; • Cp: apenas uma parte (a capacitância de difusão Cde) é diretamente proporcional a IC . • fT diminui para baixas freqüências. • Diminuição de fT para altas correntes: mesmo fenômeno que reduz b0 para altas correntes. • Na região em que fT é praticamente constante: Cp é dominada pela componente de difusão.

32. A freqüência de corte (5) • Observações importantes: • O modelo p-híbrido da figura 4.71 caracteriza a operação do transistor com razoável precisão até freqüências de cerca de 0,2 wT. • Para freqüências mais altas deve-se adicionar outros elementos parasitários no modelo, além de refinar esse modelo para considerar que o transistor se torna uma rede de parâmetros distribuídos que estamos tentando modelar através de um circuito com componentes concentrados. • No modelo da figura 4.71, para freqüências acima de 5 a 10 wb, pode-se ignorar a resistência rp.  Nesse caso, rx torna-se a única parte resistiva da impedância de entrada.  Uma determinação precisa de rx deve ser feita a partir de medidas em altas freqüências.

33. A resposta em freqüência do amplificador EC Figura 5.71 (5a edição) (a) Amplificador EC acoplado por capacitores. (b) Esboço da magnitude do ganho do amplificador EC pela freqüência. O gráfico define três bandas de freqüência relevantes à determinação da resposta em freqüência.

34. Figura 5.72 (5a edição) Determinação da resposta em alta freqüência do amplificador EC: (a) circuito equivalente; (b) o circuito em (a) simplificado tanto no lado de entrada quanto no lado de saída; (c) circuito equivalente com Cm substituído no lado da entrada pela capacitância equivalente Ceq; (d) esboço do gráfico da resposta em freqüência, a qual é a resposta de um circuito passa-baixas STC (constante de tempo única).

35. Figura 5.73 (5a edição) Análise da resposta em baixa freqüência do amplificador EC: (a) circuito amplificador com as fontes dc removidas; (b) o efeito de CC1 é determinado assumindo-se que CE e CC2 atuam como curtos perfeitos;

36. Figura 5.73 (Continuação) (c) o efeito de CE é determinado assumindo-se que CC1 e CC2 atuam como curtos perfeitos; (d) o efeito de CC2 é determinado assumindo-se que CC1 e CE atuam como curtos perfeitos;

37. Figura 5.73 (Continuação)(e) esboço do ganho em baixas freqüências assumindo-se que CC1, CE e CC2 não interaem e que suas freqüências de quebra (ou pólos) encontram-se bastante separados.