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Electrónica de Comunicaciones

Electrónica de Comunicaciones. CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción 2- Osciladores 3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase (PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia para RF.

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Electrónica de Comunicaciones

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Presentation Transcript

  1. Electrónica de Comunicaciones CONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción 2- Osciladores 3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase (PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia para RF. 8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM). 10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y ASK). 11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y PSK). 12- Tipos y estructuras de receptores de RF. 13- Tipos y estructuras de transmisores de RF. 14- Transceptores para radiocomunicaciones ATE-UO EC dem FM 00

  2. Amplificador de FI (o de RF) Amplificador de banda base Demodulador Portadora modulada Información (moduladora) 9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y PM) Idea fundamental: Obtener la forma de onda de la moduladora (información) de la portadora modulada en ángulo, normalmente convertida a una frecuencia intermedia. ATE-UO EC dem FM 01

  3. Modulación Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en FM Demodulación Tipos de modulaciones analógicas de ángulo (I) Modulación de frecuencia (FM) ATE-UO EC dem FM 02

  4. Modulación Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en PM Demodulación Tipos de modulaciones analógicas de ángulo (II) Modulación de fase (PM) ATE-UO EC dem FM 03

  5. Moduladora FM PM t Modulada FM:vpFM(mt, pt) = VP·cos[pt + p·∫ xm(mt)·dt] - Tipos de modulaciones analógicas de ángulo (III) Comparación entre FM y PM Ecuaciones: Moduladora: xm(mt) Portadora: vp(pt) = VP·cospt Modulada PM:vpPM(mt, pt) = VP·cos[pt + p·xm(mt)] Si llamamos fp = p/(2) y fm max, fp max y p max a los máximos valores de fm = m/(2), fp = p/(2) y p, respectivamente, se cumple: • BFM2(fp max + fm max) • BPM2(p max·fm max + fm max) • FM de banda ancha (radiodifusión):fp max = 75 kHz fm max = 15 kHz B 180 kHz • FM de banda estrecha (comunicaciones de voz):fp max = 5 kHz fm max = 3 kHz B 16 kHz ATE-UO EC dem FM 04

  6. Portadora modulada vs Moduladora v ve f Convertidor f/v (derivador) Detector de pico Limitador Tipos de demoduladores de FM • Discriminadores • Detector de cuadratura • Demoduladores con PLLs Esquema general de un discriminadores ATE-UO EC dem FM 05

  7. Con diodos Etapa diferencial 3 etapas con margen dinámico muy pequeño Ejemplos de circuitos limitadores ATE-UO EC dem FM 06

  8. R D + R + + vs vdFM C’ R’ C ve - L - vs/ve 0,5 Q=5 0 1,4·fo 0,6·fo fo fFI Ejemplos de convertidores frecuencia/tensión para discriminadores. Con un circuito resonante vdFM=vs1 • Simple • Poco simétrico • Difícil de ajustar ATE-UO EC dem FM 07

  9. Ejemplos de convertidores frecuencia/tensión para discriminadores. Con dos circuitos resonantes (I) D + + + R + vs1 vs1 C’ R’ C1 ve L1 - - vdFM + - - R’ R C’ vs2 vs2 C2 ve R L2 + + - D vsFM/ve vs1/ve 0 -vs2/ve fFI vdFM=vs1- vs2 • Más simétrico • Muy difícil de ajustar • Salida diferencial ATE-UO EC dem FM 08

  10. D + + R + R’’ vs1 vs1 C’ R’ C1 ve L1 - - - + vdFM + - - R’ R C’ -vs2 R’’ vs2 C2 ve R L2 + + D vs1- vs2 vdFM= 2 Ejemplos de convertidores frecuencia/tensión para discriminadores. Con dos circuitos resonantes (II) Sin salida diferencial • Más simétrico • Muy difícil de ajustar • Menor ganancia ATE-UO EC dem FM 09

  11. El discriminador de Foster-Seely (I) D + + + 1:1:1 + C vs vs1 R vs1 + C’ R’ ve - - - vdFM + - - - R’ C’ vs vs2 vs2 Acoplamiento no ideal - + + D - Esquema básico Se puede demostrar que: vs/ve = k1/(1 - LeqCeq2 + jLeq/Req) Siendo: Leq = Ld2 + Lm·Ld1/(Lm + Ld1) k1 = Lm/(Lm + Ld1) Ceq = 4C, Req = R/4 ATE-UO EC dem FM 10

  12. El discriminador de Foster-Seely (II) D + + + 1:1:1 + C vs vs1 R vs1 + C’ R’ ve - - - vdFM + - - - R’ C’ vs vs2 vs2 Acoplamiento no ideal - + + D - • Como vs/ve = k1/(1 - LeqCeq2 + jLeq/Req), si  = r= 1/(LeqCeq)1/2, entonces vs/ve = k1Req/(jrLeq), es decir,vsyveestán desfasados 90º • El circuito se diseña para r = p(en la prácticar = FI) • También se cumple que vdFM=vs1- vs2= ve + vs- ve - vs ATE-UO EC dem FM 11

  13. vs/ve vdFM 0 10,5 10,9 10,7 MHz Si  > r Si  = r Si  < r ve ve ve vs vs vs1 vs vs1 vs1 vs2 -vs vs2 vs2 -vs -vs ve ve ve El discriminador de Foster-Seely (III) Relación muy lineal vdFM/f vdFM=vs1- vs2= ve + vs- ve - vs vs1>vs2vdFM > 0 vs1<vs2vdFM < 0 vs1=vs2vdFM = 0 ATE-UO EC dem FM 12

  14. D + + + 1:1:1 C + vs R vs1 + vs1 C’ R’ ve - - - vdFM - + - - R’ C’ vs vs2 vs2 Acoplamiento no ideal - + + D - Cac D + + + 1:1:1 R C + vs vs1 + vs1 R’ C’ ve - - - vdFM - + - Lch - R’ C’ vs2 vs vs2 Acoplamiento no ideal + - + D - El discriminador de Foster-Seely (IV) Salida diferencial Salida referida a masa ATE-UO EC dem FM 13

  15. Foster-Seely D + + + 1:1:1 C + vs R vs1 + vs1 C’ R’ ve - - vdFM - - + - - R’ C’ vs vs2 vs2 Acoplamiento no ideal - + + D - vs1- vs2 vdFM= 2 Relación D + + 1:1:1 C + R’’ vs R vs1 + vs1 C’ R’ ve vdFM - - - - + - + - - R’ C’ vs -vs2 R’’ vs2 Acoplamiento no ideal - + + D El discriminador de relación (I) vdFM=vs1- vs2 ATE-UO EC dem FM 14

  16. D + + 1:1:1 + C + R’’ vs R vs1 + vs1 C’ R’ ve vdFM - - - vs12 - + - + - - R’ C’ vs -vs2 R’’ vs2 Acoplamiento no ideal - - + + D vdFM vs12 Foster 0 Relación 0 10,5 10,9 10,7 MHz 10,5 10,9 10,7 MHz Vs12 casi costante. Se puede usar para limitar las amplitudes Menor ganancia que en el Foster El discriminador de relación (II) ATE-UO EC dem FM 15

  17. D + + + 1:1:1 C + R’’ vs R vs1 + vs1 C’ R’ ve vdFM - - vs12 - C’’ - + - + - - R’ C’ vs -vs2 R’’ vs2 Acoplamiento no ideal - - + + D D + + + C + R vs vs1 + vs1 C’ R’ ve - - - vs12 C’’ - + - - R’ + C’ + vs -vs2 vs2 vdFM 1:1 ve - + - + D - - 1:1 El discriminador de relación (III) Discriminador de relación con limitador de amplitud ATE-UO EC dem FM 16

  18. El detector de cuadratura (I) Mezclador vf vmez t vpFM vpFM= VP·cos[pt + p·∫ xm(mt)·dt] vpFM’ - Retardo tr t-tr vpFM’ = VP·k1·cos[p(t - tr)+ p·∫ xm(mt)·dt] - t t-tr vmez = VP2·k2·k1·cos[2pt - ptr + p·∫ xm(mt)·dt + p·∫ xm(mt)·dt] + VP2·k2·k1·cos[ptr + p·∫ xm(mt)·dt] - - t t-tr t vf = VP2·k2·k1·cos[ptr + p·∫ xm(mt)·dt] t-tr Principio de funcionamiento (I) Como xm(mt) no cambia apreciablemente en tr segundos, queda: vf = VP2·k2·k1·cos[ptr + p·tr·xm(mt)] Y como la red de retardo se calcula para que valga90ºap, queda: vf = VP2·k2·k1·cos[/2 + p·tr·xm(mt)] = -VP2·k2·k1·sen[p·tr·xm(mt)] ATE-UO EC dem FM 17

  19. El detector de cuadratura (II) vpFM Mezclador vf vmez vpFM’ Retardo tr vpFM vpFM’ vpFM vs vf vmez ve Limitador vf tr Principio de funcionamiento (II) vf = -VP2·k2·k1·sen[p·tr·xm(mt)] Como se cumple que: p·tr/2,xm(mt) 1 yp << 2p, entonces: p·tr·xm(mt) = ·xm(mt)·p/(2p) << 1, y, por tanto: vf = -VP2·k2·k1·sen[p·tr·xm(mt)]  -VP2·k2·k1·p·tr·xm(mt) ¡Ojo! vf depende también de Vp2  Hay que usar limitador ATE-UO EC dem FM 18

  20. vpFM Mezclador vf vmez vpFM’ Retardo tr + Cs vf/k2·VP2 Q = 15 10 Cs=C/20 + vdFM 0 5 R vdFM’ C L - - 10,7 MHz 10,5 10,9 El detector de cuadratura (III) ¿Cómo se genera el retardo? Calculamos la transferencia de la red: vdFM’/vdFM= LCss2/[1 + Ls/R + L(C + Cs)s2] Efectuamos un análisis senoidal permanente (s = j). Sólo es válido sim << p: vdFM’/vdFM= -LCs2/[1 - L(C + Cs)2 + jL/R.Por tanto: vmez=VP·cos(t)·2k2·vdFM’/vdFM· VP·cos[t – arg(vdFM’/vdFM)]  vf=k2·VP2vdFM’/vdFMcos[arg(vdFM’/vdFM)] Se define Q = R/(Lp) ATE-UO EC dem FM 19

  21. vcontosc vdFM vpFM vosc V = k() Entrada vcontosc Salida Demoduladores de FM con PLLs Principio de funcionamiento Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente rápido para seguir las variaciones de frecuencia  frecuencia de corte del PLL >> frecuencia máxima de la moduladora corte PLL >> m max ATE-UO EC dem FM 20

  22. vdPM v vpPM vosc V = k() Entrada Salida Demoduladores de PM con PLLs Principio de funcionamiento Condición de diseño: el PLL debe ser suficientemente lento para ser insensible a las variaciones de frecuencia  frecuencia de corte del PLL << frecuencia mínima de la moduladora corte PLL << m min ATE-UO EC dem FM 21

  23. Modulación 0 1 0 1 0 0 Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en FSK Demodulación Tipos de modulaciones digitales de ángulo (I) Modulación digital de frecuencia, (Frequency Shift Keying, FSK) ATE-UO EC dem FM 22

  24. Modulación 0 1 0 1 0 0 Moduladora Portadora sin modular Portadora modulada en BPSK Demodulación Tipos de modulaciones digitales de ángulo (II) Modulación binaria digital de fase, (Binary Phase Shift Keying, BPSK) ATE-UO EC dem FM 23

  25. Detector con dos filtros vf1 vd1 vpFSK + vdFSK - vd2 vf2 Demodulación de FSK (I) • Con discriminador (Foster Seely o relación) • Detector con batería de filtros • Con detector no coherente • Con detector coherente ATE-UO EC dem FM 24

  26. vf1 vmez1 vpf1 vpFSK vdFSK PLL + - vpf2 vmez2 vf2 Demodulación de FSK (II) Detector coherente ATE-UO EC dem FM 25

  27. vmez vpBPSK Mezclador vf vmez vs recuperación de la portadora vs vo(pt)  = 0º 2 x2 PLL Demodulación de BPSK Bucle elevador al cuadrado. El mismo esquema que para demodulación de DSB con recuperación de la portadora ATE-UO EC dem FM 26

  28. Discriminador de relación Detector de envolvente Ejemplo de antiguo esquema de amplificador de FI con demoduladores de AM y FM ATE-UO EC dem FM 27

  29. Limitador Detector de FM de cuadratura Ejemplo de esquema de amplificador de FI y de BF de sonido para TV con CI TDA8190 ATE-UO EC dem FM 28

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